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模擬電路范文1
關鍵詞：鎖相環；電路設計；實驗結果；電路改進
中圖分類號：TP311文獻標識碼：A文章編號：1009-3044(2011)18-4459-03
Phase-Locked Loop Circuit Design
DONG Yun
(China Petroleum Engineering & Construction Corporation, Beijing 100120, China)
Abstract: Aiming at the defects of the existing analog phase-locked loop, the idea of fabricating analog phase-locked loop with imported VCXO is introduced in this article. The article also puts forward the design and selection of elements of the circuit. Test with experiment shows that feasibility of such scheme and the possibility of circuit improvement.
Key words: phase-locked loop; circuit design; experiment result; circuit improvement
現有的網絡產品中使用了大量模擬鎖相環，如網板、光接口板、時鐘板等。現在很多使用的模擬鎖相環PLL－II完全由變容二極管等分立元件構成，離散性大，設計不盡合理，工藝品質也難保證，但在一些電路中模擬鎖相環是必須的。如果選用進口高品質VCXO，配合精心設計的濾波器， 自行設計制造將會使其品質得到全面控制。一方面與現有模擬鎖相環完全兼容，可以直接替換，另一方面避免了選用TRU050造成獨家供貨的局面。
1 電路設計方案
鎖相環電路設計方案如圖1所示。其中虛線方框內的電路是為實現失去參考源時鎖相環輸出中心頻率的功能所增設的電路，除去這一部分功能電路，即為典型的采用有源比例積分濾波器的二階鎖相環基本電路。其中：鑒相器、1/N分頻器，1/256分頻器和參考源檢測電路做在EPLD中，其它元件可焊接在與PLL-II體積相近的一個電路中。EPLD之外的電路所用管腳與PLL-II相比，可以省去-5V電源腳，只使用單＋5V電源。因比PLL-II增加無參考源時輸出中心頻率的功能，電路中增加了一個指示參考源信號有無的邏輯電平管腳。在PLL-II的管腳分配中有未用的管腳可以利用。除此管腳之外，本電路的其它管腳可做到與PLL-II完全兼容。圖中的元件值為：
R1＝10KΩ，R2＝220KΩ，R3＝1.2KΩ,C=1μF。
下面對電路中各部件的設計和選擇做一說明。
1.1 基本環路
1）鑒相器
鑒相器電路采用雙端輸出下降沿比相的數字鑒頻鑒相器。采用這種鑒相器是為了與PLL-II的管腳兼容。本電路采用8KHz的單一鑒相頻率，鑒相器前端的1/256分頻器用來將2MHz的時鐘信號分頻到8KHz。
本電路使用的鑒相器具有非線性鑒頻特性，理論上講它的捕捉范圍可達到無限大，實際上受到壓控振蕩器調諧范圍的限制，它所構成的鎖相環路的快捕帶，捕捉帶和同步帶三者相等。
2）環路濾波器
環路濾波器采用差分輸入的有源比例積分濾波器如圖1中所示，由它構成的二階環捕捉特性比較優越，同時這種形式的環路濾波器與PLL-II的管腳兼容。
3）運算放大器
環路濾波器采用有源濾波，其中的運算放大器須滿足輸入輸出要求。其前級的鑒相器輸出低電平0.1V，高電平4.0V，要求運放共模電壓輸入范圍大于鑒相器輸出電壓范圍；其后級的壓控振蕩器壓控電壓范圍0.5~4.5V，要求運放輸出電壓范圍大于壓控電壓范圍，因此本電路采用了低漂移的斬波rail-to-rail運算放大器LTC1152。采用＋5V電源時，其共模電壓輸入范圍是0～5V；輸出電壓范圍是0～5V；滿足使用要求。
4）壓控晶體振蕩器
鎖相環中采用CONNOR WINFIEID的HV系列高穩定度晶體壓控振蕩器，調諧范圍大，頻率穩定度高。
1.2 失去參考源時，自動輸出中心頻率的實現方案
首先使用一個參考源檢測電路判斷參考源的有無，然后用檢測電路輸出的邏輯電平控制二選一的模擬開關選擇壓控振蕩器壓控端的輸入信號，完成無參考源時輸出中心頻率的功能。參考源檢測電路如圖2。
圖中，PLL32K是由本電路的VCXO分頻而來，因此始終存在。CLK_8K就是分頻后送入鎖相環的參考信號，它經D觸發器整形后，每來一個上升沿就輸出一個窄的正脈沖。當CLK_8K信號存在時，它不斷使計數器清零，計數器高位沒有翻轉的機會，SW1始終輸出0。當CLK_8K信號失掉后，計數器連續計數，當SW1由0跳變為1后，SW1信號將計數器時鐘關閉，SW1維持1。這樣，有參考源時，SW1＝0；無參考源時，SW1＝1。
模擬開關選用CD4053，它的控制端接SW1。SW1＝0時，環路閉環，模擬開關并入環內，鎖相環正常工作。SW1＝1時，環路開環，由兩個串聯于＋5V電源和地之間的1.2KΩ電阻(圖1中的R3)提供的電源分壓(約2.5V)控制VCXO的輸出頻率。
采用＋5V電源時，CD4053導通電阻最大為500Ω，關斷漏電流±0.01nA，
后級VCXO壓控端輸入阻抗≥50KΩ，保證控制電壓幾乎全部加到VCXO壓控端；VCXO壓控電壓范圍0.5~4.5V，運放LTC1152的輸出電壓范圍0～5V，CD4053的模擬信號電壓傳輸范圍0～5V；滿足傳輸要求。總的來說CD4053并入環內對環路特性影響不大，環路仍可按典型的理想積分器二階環來分析。
2 實驗結果
2.1 捕捉范圍
測試電路如圖3。
應用上述測試電路對HV51系列兩片VCXO進行測試，測試結果如表1。
2.2 中心頻率
本電路在失去參考源的時候，會自動輸出中心頻率，測試電路如圖4。
控制VCXO輸出中心頻率采用電阻分壓電路，因此電源電壓變化對輸出頻率有影響，測試結果如表2。
2.3 線性度
小于20％，單調上升。
2.4 占空比
典型值50±5％，最大不超過50±10％。
2.5 輸出負載
輸出電流24mA，可驅動15個74系列TTL門電路，或60個74LS系列TTL門電路。優于TRU050和PLL－II。
2.6 固有抖動
在1ns左右，與TRU050和PLL－II相當。
2.7 靜態相差
用8KHz鑒相，相差小于30ns。因采用單一鑒相頻率，參考源為2MHz時，靜態相差比TRU050和PLL－II差，參考源為8KHz時，靜態相差比TRU050好。
2.8 抖動容限
測試電路如圖5所示。
利用誤碼測試儀PF140進行測試，結果如表3所示。
抖動容限反映了鎖相環工作在線性區域時，所能承受的輸入相位抖動的最大值。由上可見，抖動容限值均大于國際，滿足要求。在低頻段優于TRU050，在高頻段較TRU050差。
由于Bt8510中的時鐘提取電路在輸入抖動為零時，輸出仍有抖動80ns，實際鎖相環的抗抖動指標要優于上述指標。
2.9 抖動轉移曲線
測試電路和測抖動容限的電路相同。
當輸入抖動均為2UI時，測得輸出抖動如表4所示。
測試結果表明：各頻點輸出抖動指標均優于國標。除2Hz、5Hz、10Hz三點指標比TRU050差外，其余頻點指標均優于TRU050。
3 電路可改進之處
3.1 模擬開關
本電路采用CD4053，但74HC系列CMOS傳輸門的多項性能優于CD4000系列。實驗前因為手頭正好有CD4053，因此使用了CD4053。若使用74HC系列CMOS傳輸門相信可獲得更好的特性。
3.2 2.5V電壓提供方案
本電路采用兩個1.2K?電阻分壓得到的2.5V去控制VCXO壓控端輸出中心頻率。其精度受電源電壓偏差的影響。若改用輸出固定2.5V電壓的微功率電壓基準LM385-2.5，可免受電源電壓的影響，會有更大改善。
3.3 如果對穩態相差有特殊要求，須采用2MHz鑒相
4 結束語
自行設計制造鎖相環電路，測試結果合格，完全符合使用要求，如果采用這種設計，既可以全面自主控制鎖相環其品質，又可以兼容已有模擬鎖相環，進行直接替換，還可避免了TRU050造成獨家供貨，相信隨著實踐的檢驗，這種鎖相環電路必將在實際應用中得到越來越廣泛的應用。
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模擬電路范文2
1 MAX5865的工作原理
圖1所示為MAX5865內部結構原理框圖,其中,ADC采用七級、全差分、流水線結構,可以在低功耗下進行高速轉換。每半個時鐘周期對輸入信號進行一次采樣。包括輸出鎖存延時在內,通道I的總延遲時間為5個時鐘周期,而通道Q則為5.5個時鐘周期,圖2給出了ADC時鐘、模擬輸入以及相應輸出數據之間的時序關系。ADC的滿量程模擬輸入范圍為VREF,共模輸入范圍為VDD/2±0.2V。VREF為VREFP與VREFN之差。由于MAX5865中的ADC前端帶有寬帶T/H放大器,因此,ADC能夠跟蹤并采樣/保持高頻模擬輸入>奈魁斯特頻率 。使用時可以通過差分方式或單端方式驅動兩路ADC輸入IA+ QA+ IA-與QA- 。為了獲得最佳性能,應該使IA+與IA-以及QA+與QA-間的阻抗相匹配,并將共模電壓設定為電源電壓的一半VDD/2 。ADC數字邏輯輸出DA0~DA7的邏輯電平由OVDD決定,OVDD的取值范圍為1.8V至VDD,輸出編碼為偏移二進制碼。數字輸出DA0~DA7的容性負載必須盡可能低<15pF ,以避免大的數字電流反饋到MAX5865的模擬部分而降低系統的動態性能。通過數字輸出端的緩沖器可將其與大的容性負載相隔離。而在數字輸出端靠近MAX5865的地方串聯一個100Ω電阻,則有助于改善ADC性能。
MAX5865的10位DAC可以工作在高達40MHz的時鐘速率下,兩路DAC的數字輸入DD0~DD9將復用10位總線。電壓基準決定了數據轉換器的滿量程輸出。DAC采用電流陣列技術,用1mA1.024V基準下 滿量程輸出電流驅動400Ω內部電阻可得到±400mV的滿量程差分輸出電壓。而采用差分輸出設計時,將模擬輸出偏置在1.4V共模電壓,則可驅動輸入阻抗大于70kΩ的差分輸入級,從而簡化RF正交上變頻器與模擬前端電路的接口。RF上變頻器需要1.3V至1.5V的共模偏壓,內部直流共模偏壓在保持每個發送DAC整個動態范圍的同時可以省去分立的電平偏移設置電阻,而且不需要編碼發生器產生電平偏移。圖2(b)給出了時鐘、輸入數據與模擬輸出之間的時序關系。一般情況下,I通道數據ID 在時鐘信號的下降沿鎖存,Q通道數據QD 則在時鐘信號的上升沿鎖存。I與Q通道的輸出同時在時鐘信號的下一個上升沿被刷新。
3線串口可用來控制MAX5865的工作模式。上電時,首先必須通過編程使MAX5865工作在所希望的模式下。利用3線串口對器件編程可以使器件工作在關斷、空閑、待機、Rx、Tx或Xcvr模式下,同時可由一個8位數據寄存器來設置工作模式,并可在所有六種模式下使串口均保持有效。在關斷模式下,MAX5865的模擬電路均被關斷,ADC的數字輸出被置為三態模式,從而最大限度地降低了功耗;而空閑模式時,只有基準與時鐘分配電路上電,所有其它功能電路均被關斷,ADC輸出被強制為高阻態。而在待機狀態下,只有ADC基準上電,器件的其它功能電路均關斷,流水線ADC亦被關斷,DA0~DA7為高阻態。
圖2
2 MAX5865的典型應用
? MAX5865能以FDD或TDD模式工作在各種不同的應用中如在WCDMA-3GPP FDD 與4G技術的FDD應用中工作于Xcvr模式,或在TD-SCDMA、WCDMA-3GPPTDD 、IEEE802.11a/b/g及IEEE 802.16等TDD應用中在Tx與Rx模式間切換等。在FDD模式下,ADC和DAC可同時工作,且當fCLK 為 40MHz時,消耗的功率為75.6mW。實際上,ADC總線與DAC總線是分開的,并與數字基帶處理器通過18位(8位ADC與10位DAC)并行總線進行連接。而在TDD模式下,ADC與DAC交替工作,ADC與DAC總線共享,它們一起構成10位并行總線連到數字基帶處理器,并可通過3線串行接口選擇Rx模式以啟用ADC或選擇Tx模式啟用DAC。由于在Rx模式下,DAC內核被禁用而不能發送;而Tx模式下,ADC總線為高阻態,從而消除了雜散輻射,同時也避免總線沖突。在TDD模式下,當fCLK為40MHz時,Rx模式下的功耗為63mW,Tx模式下的DAC功耗為38.4mW。
圖3所示是MAX5865工作在TDD模式的應用電路,該方案提供了完整的802.11b射頻前端解決方案。由于MAX5865的DAC采用共模電壓為1.4V的全差分模擬輸出,而ADC具有較寬的輸入共模范圍,可以直接與RF收發器接口,因此可省去電平轉換電路所需要的分立元件和放大器。同時,由于內部產生共模電壓免除了編碼發生器的電平偏移或由電阻電平偏移引起的衰減,DAC保持了全動態范圍。MAX5865的ADC具有1VP-P滿量程范圍,可接受VDD/2 ±200mV 的輸入共模電平。由于可以省去分立的增益放大器與電平轉換元件,因此簡化了RF正交解調器與ADC之間的模擬接口。
3 設計注意事項
3.1 系統時鐘輸入(CLK)
MAX5865芯片的ADC與DAC共享同一CLK輸入,該輸入接受由OVDD設定的CMOS兼容信號電平,范圍為1.8V至VDD。由于器件的級間轉換取決于外部時鐘上升沿和下降沿的重復性,因此,設計時應采用具有低抖動、快速上升和下降(<2ns)的時鐘。特別是在時鐘信號的上升沿進行采樣時,其上升沿的抖動更應盡可能地低。任何明顯的時鐘抖動都會影響片上ADC的SNR性能。
實際上,欠采樣應用對時鐘抖動的要求更嚴格,由于此時有可能將時鐘輸入作為模擬輸入對待,因此,布線時應避開任何模擬輸入或其它數字信號線。MAX5865的時鐘輸入工作在OVDD/2電壓閾值下,能接受50%±15%的占空比。
3.2 基準配置
MAX5865內部具有精密的1.024V內部帶隙基準,該基準可在整個電源供電范圍與溫度范圍內保持穩定。在內部基準模式下,REFIN接VDD時的VREF是由內部產生的0.512V。COM、REFP、REFN均為低阻輸出,電壓分別為VCOM=VDD/2、VREFP=VDD/2+VREF/2、VREFN=VDD/2-VREF/2。分別用0.33μF電容作為REFP、REFN與COM引腳的旁路電容,并用0.1μF電容將REFIN旁路到GND。
在外部基準模式下,在REFIN引腳一般應施加1.024V±10%的電壓。該模式下,COM、REFP與REFN均為低阻輸出,電壓分別為VCOM=VDD/2、VREFP=VDD/2+VREF/4、VREFN=VDD/2-VREF/4。可分別用0.33μF電容作為REFP、REFN與COM引腳的旁路電容,并用0.1μF電容將REFIN旁路到GND。在該模式下,DAC的滿量程輸出電壓和共模電壓均與外部基準成正比。例如,若VREFIN增加10%(
最大值),則DAC的滿量程輸出電壓也增加10%或達到±440mV,同時共模電壓也將增加10%。 3.3 輸入/輸出耦合電路
通常,MAX5865在全差分輸入信號下可提供比單端信號更好的SFDR與THD性能,尤其是在高輸入頻率的情況下。在差分模式下,當輸入IA+、I-A-、QA+、QA- 對稱時,偶次諧波會更低,并且每路ADC輸入僅需要單端模式信號擺幅的一半。而通過非平衡變壓器可為單端信號源至全差分信號的轉換提供出色的解決方案,并可獲得極佳的ADC性能。當然,在沒有非平衡變壓器的情況下,也可以使用運放來驅動MAX5865的ADC,此時,MAXIM公司的MAX4353/MAX4454等運放便可提供高速、帶寬、低噪聲與低失真性能,以保持輸入信號的完整性。
3.4 線路板布線
模擬電路范文3
電路(系統)誕失規定功能稱為故障，在模擬電路中的故障類型及原因如下：從故障性質來分有早期故障、偶然故障和損耗故障。早期故障是由設計、制造的缺陷等原因造成的、在使用初期發生的故障，早期故障率較高并隨時間而迅速下降。統計表明，數字電路的早期故障率為3～10％，模擬電路的早期故障率為1～5％，晶體管的早期故障率為0.75～2％，二極管的早期故障率為0.2～1％，電容器的早期故障率為0.1～1％。
偶然故障是由偶然因素造成的、在有效使用期內發生的故障，偶然故障率較低且為常數。損耗故障是由老化、磨損、損耗、疲勞等原因造成的、在使用后期發生的故障，損耗故障率較大且隨時間迅速上升。從故障發生的過程來分有軟故障、硬故障和間歇故障。軟故障又稱漸變故障，它是由元件參量隨時間和環境條件的影響緩慢變化而超出容差造成的、通過事前測試或監控可以預測的故障。硬故障又稱突變故障。它是由于元件的參量突然出現很大偏差(如開路、短路)造成的、通過事前測試或監控不能預測到的故障。根據實驗經驗統計，硬故障約占故障率的80％，繼續研究仍有實用價值。間歇故障是由老化、容差不足、接觸不良等原因造成的、僅在某些特定情況下才表現出來的故障。從同時故障數及故障間的相互關系來分有單故障、多故障、獨立故障和從屬故障。單故障指在某一時刻故障僅涉及一個參量或一個元件，常見于運行中的設備。多故障指與幾個參量或元件有關的故障，常見于剛出廠的設備。獨立故障是指不是由另一個元件故障而引起的故障。從屬故障是指由另一個元件故障引起的故障。
二、測前橫擬法SBT
測前模擬法又稱故障字典法FD(FaultDictionary)或故障模擬法，其理論基礎是模式識別原理，基本步驟是在電路測試之前，用計算機模擬電路在各種故障條件下的狀態，建立故障字典；電路測試以后，根據測量信號和某種判決準則查字典。從而確定故障。選擇測試測量點是故障字典法中最重要的部分。為了在滿足隔離要求的條件下使測試點盡可能少，必須選擇具有高分辨率的測試點。在大多數情況F，字典法采用查表的形式，表中元素為d…i=l，2，…，n，j=1，2，…，m，n是假設故障的數目，m是測量特性數。
故障字典法的優點是一次性計算，所需測試點少，幾乎無需測后計算，因此使用靈活，特別適用于在線診斷，如在機艙、船艙使用。此法缺點是故障經驗有限，存儲容量大，大規模測試困難，目前主要用于單故障與硬故障的診斷。
故障字典法按建立字典所依據的特性又可分為直流法、頻域法和時域法。
(一)直流故障字典法。直流故障字典法是利用電路的直流響應作為故障特征、建立故障字典的方法，其優點是對硬故障的診斷簡單有效，相對比較成熟。
(二)頻域法。頻域法是以電路的頻域響應作為故障特征、建立故障字典的方法，其優點是理論分析比較成熟，同時硬件要求比較簡單，主要是正弦信號發生器、電壓表和頻譜分析儀。
(三)時域法。時域法是利用電路的時域響應作為故障特征而建立故障字典的方法。主要有偽噪聲信號法和測試信號設計法(輔助信號法)。當故障字典建立后，就可根據電路實測結果與故障字典中存儲的數據比較識別故障。
三、測后模擬法SAT
測后模擬法又稱為故障分析法或元件模擬法，是近年來雖活躍的研究領域，其特點是在電路測試后，根據測量信息對電路模擬，從而進行故障診斷。根據同時可診斷的故障是否受限，SAT又分為任意故障診斷(或參數識別技術)及多故障診斷(或故障證實技術)。
(一)任意故障診斷。此法的原理是利用網絡響應與元件參數的關系，根據響應的測量值去識別(或求解)網絡元件的數值，再根據該值是否在容差范圍之內來判定元件是否故障。所以此法稱為參數識別技術或元件值的可解性問題，理論上這種方法能查出所有元件的故障，故又稱為任意故障診斷。診斷中為了獲取充分的測試信息，需要大量地測試數據。
(二)多故障診斷。經驗證明，在實際應用中(高可靠電路)，任意故障的可能性很小，單故障概率最高，如果考慮一個故障出現可能導致另一相關故障，假定兩個或幾個元件同時發生的多故障也是合理的。另外對于模擬LSI(LargeScaleIntegration，大規模集成電路)電路加工中的微調，也是以有限參數調整為對象的。因此在1979年以后，SAT法的研究主要朝著更實用化的多故障診斷方向發展。即假定發生故障的元件是少數幾個，通過有限的測量和計算確定故障。因該法是先假定故障范圍再進行驗證，所以又稱為故障證實技術。
四、其他方法
(一)近似技術。近似技術著重研究在測量數有限的情況下，根據一定的判別準則，識別出最可能的故障元件，其中包括概率統計法和優化法。此法原理與故障字典法十分類似，屬于測前模擬的一類。采用最小平方準則的聯合判別法和迭代法，采用加權平方準則的L2近似法，采用范數最小準則的準逆法等。這些方法都屬于測后模擬，由于在線計算量大，運用不多。
(二)模糊診斷。對于復雜電路，由于元件容差、電路噪聲以及元件參量與特性之間的非線性，用傳統的電路理論難以獲得精確解和唯一解，出現了模糊現象，而這種模糊現象與隨機現象不同，不便于用統計分析方法來解決。另外，對于故障診斷來說。往往不要求精確解，只要滿足故障隔離要求即可，于是提出把復雜電路看作模糊系統，用模糊信息處理的方法進行故障診斷。模糊診斷的原理是模糊模式識別。測前，利用隸屬度函數按照不同的準則構成判別函數；測后，再利用判別函數判別所測得的特性向量對各種故障狀態的隸屬度程度。為了提高診斷效率，模糊識別應該具有自學習和修正功能，最簡單的方法是根據實際診斷的結果，以適當的方式、自動地修正隸屬度函數或判別函數，以便不斷自我完善。
模擬電路范文4
【關鍵詞】模擬電路；軟故障；診斷
在我國市場經濟快速發展的新形勢下，電子產業已經與很多行業緊密聯系到一起，不但提高人們的工作效率，還使人們的生活變得更加便利。因此，對模擬電路軟故障診斷有比較深入的了解，有利于進一步提高電子設備的運用穩定性、安全性，從而降低各種意外事件的發生率。
1.模擬電路故障的主要類型
按照模擬電路故障發生的程度、過程進行分類，可以將模擬電路故障概括為如下兩種類型：第一，軟性故障；第二，硬性故障，其中，軟性故障指的是變化速度比較慢、不容易被察覺的故障現象，可能是環境變化引起的，也可能是電路元器件自身屬性造成的，從而在超過法定容差之后出現故障問題。如果這種故障出現，設備的正常運行不會受到較大影響，但設備的工作效率會大大降低，而且，在合理運用監控的情況下，可以事先觀測到這種故障現象。而硬性故障指的是損壞程度比較嚴重的故障問題，可能會使整個模擬都無法正常運行，并且，故障元件的參數在很多時間內出現反常情況，從而產生巨大差異，會影響整個系統的性能。在實踐過程中，這種故障有開路、短路等多種。
2.模擬電路故障診斷方法
在社會、經濟不斷發展的情況下，科學技術的發展與創新，使得模擬電路故障診斷方法越來越多年，并且，可以從不同的角度對診斷方法進行分類。總的來說，當前應用較多的模擬電路故障診斷方法主要有如下幾種：第一，側前模擬診斷；第二，測后模擬診斷；第三，人工智能法，而比較傳統的模擬電路故障診斷方法有：第一，字典法；第二，故障驗證法；第三，參數識別法；第四，逼近法，等等。在現代社會中，高新技術的推廣與大力研發，使模擬電路故障診斷方法有了更多新型的方式，它們主要是從如下幾個理論上發展而來的：第一，專家系統；第二，遺傳算法；第三，小波變化；第四，模糊理論；第五，神經網絡，等等，并且，近幾年對如下兩種模擬電路故障診斷方法的研究比較重視：第一，小波神經網絡法；第二，模糊神經網絡法，在大大降低電子設備故障發生率上有著極大作用。
3.模擬電路故障診斷技術的影響因素
與數字電路的發展情況進行比較發現，模擬電路具有比較特殊的性質，使得其診斷技術發展比較緩慢。從總體上來說，模擬電路故障診斷技術的影響因素主要有：
3.1與數字電路相比，模擬電路的運行不一樣，一般輸出、輸入方面的參數都是連續不斷的，因此，可變性非常大。在這種情況下，各種故障問題都可能產生，致使模擬電路在運行時存在很多隱患。
3.2模擬電路有著比較復雜的內部結構，較強的離散性，因此，想要準確把握模擬電路的運行情況難度較大。與其相比較來看，數字電路的內部結構，可以通過真值圖表格來研究，因而操作很簡單、方便。
3.3在表式值上，模擬電路的元器件無法很好的達到其要求，因而出現一定誤差，并給模擬電路故障診斷可靠性帶來極大影響，給模擬電路的穩定運行造成一定阻礙。
3.4模擬電路有著不同形式的內部結構，因此，在進行故障診斷時，其模板不具備統一性，從而阻礙模擬電路故障診斷技術的一體化、標準化發展。
3.5外界的很多因素會給模擬電路元器件的標準帶來影響，并且，工藝水平也會大大制約其發展，而溫差、氣候等因素會大大降低模擬電路元器件的準確性，最終無法保證故障診斷結果的可靠性。
3.6模擬電路故障診斷采用的儀器存在精確度不夠高的情況，雖然數據的采集不能保證絕對準確，但在進行診斷儀器的制備、選用等時，仍然要加強重視，才能避免誤差不斷增大。
4.現代模擬電路軟故障診斷方法
現代社會中，電子設備在航天航空、通信、自動控制和醫療器械等多個領域的應用已經變得非常廣泛，因此，電子設備的運行環境有很多種情況，如高電磁干擾、高溫、高輻射和高濕度等，在某些情況下，其還會同時處于兩個極端的變化過程，如從超高溫迅速進入到超低溫。因此，在惡劣的環境中運行，電子設備中的模擬電路必須具備更高的可靠性，如核電設備的控制系統，對其可靠性有著極其高的要求。對現代模擬電路軟故障診斷方法進行分析發現，在信息處理方面其有著自己的特點，而神經網絡具有如下幾種功能：第一，分類；第二，自主組織性；第三，聯想記憶；第四，自學性；第五，并行性，等等，在合理應用的情況下，可以有效解決傳統模擬故障診斷方法存在的不足。同時，神經網絡具有非線性映射能力、泛化能力，在合理運用上述兩種能力的情況下，模擬電路故障診斷存在非線性問題、容差問題可以得到有效解決。在實踐應用中，神經網絡故障診斷方法有著如下幾個步驟：第一，確定被測故障集；第二，測試節點的合理選擇；第三，故障特征的實時提取，等等，因此，特征信息的存儲，可以通過構造成本集、神經網絡的方式來完成，而故障的定位，可以通過測后利用神經網絡的方式來確定。對現代模擬電路軟故障診斷方法的應用情況進行總體調查來看，神經網絡模型有很多不同的形式，而反傳神經的使用范圍比較廣，因為具有的模式分類能力比較強，從而在模擬電路軟故障診斷中普遍運用。在實踐過程中，如果進行模擬電路軟故障診斷，通常是將神經網絡方法、多種特征提取方法結合在一起應用。
5.模擬電路軟故障診斷的未來發展
當前，模擬電路故障診斷方法已經在快速創新，并取得了一定成果，在促進電子產業更快、更好發展上有著極大作用。但是，與國外很多國家相比，其水平距離相差仍然很大，必須進一步加強研發、優化，才能推動我國電子產業可持續發展。總的來說，模擬電路軟故障診斷的未來發展主要有如下幾個趨勢：
5.1實用性大大提高在對各種故障進行診斷時，故障呈現的多樣化特性，要求診斷方法必須具備多樣性，而各種診斷方法的結合使用，給模擬電路故障診斷規范性、標準化帶來了極大影響。在這種情況下，注重神經網絡、軟件故障特征提取措施的綜合應用，可以使神經網絡工作診斷中提取故障樣本這個問題得到有效解決。因此，在最有效利用神經網絡具備的各種優勢的情況下，大大提高模擬電路軟性故障診斷的實用性，對于快速診斷出各種故障問題有著極大作用，是模擬電路軟故障診斷未來發展的重要趨勢之一。
5.2在數模混合電路中應用在集成電路出現后，以及制造技術的不斷創新，電路故障診斷需要考慮的影響因素越來越多，而電路中同時存在集成運算放大器、數據混合集成兩種情況時，其通用的軟故障診斷方法還沒有。因此，模擬電路軟故障診斷方法的研究，需要對數據很合電路加強重視，并注重相關診斷方法在上述電路中的應用，才能促進我國電子產業更長遠發展。
5.3網絡撕裂法應用范圍全面擴大當前，電路的復雜性在不斷提高，因此，提高大規模模擬電路診斷結果的可靠性、準確性，是模擬電路軟故障斬斷研究工作必須重點的內容之一。因此，在未來的發展中，網絡撕裂法的應用范圍會全面擴大，因此，這種診斷方法具有較強實用性，能夠大大提高大規模模擬電路故障診斷的精確度。所以，在合理運用子網絡故障診斷法的情況下，大規模模擬電路可以被分解為多個子網絡，并在結網絡撕裂法的基礎上，促進大規模模擬電路軟故障診斷技術水平進一步提升。
6.結束語
總之，在社會、經濟、環境等發生巨大變化的情況下，電子產業想要更快、更好的發展，就必須注重自身穩定性、可靠性、安全性等不斷提高，才能更好的滿足人們的應用需求。因此，注重模擬電路軟故障診斷方法的合理應用，并不斷創新，對于推動我國電子產業可持續發展有著重要意義。
【參考文獻】
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模擬電路范文5
關鍵詞：模擬電路；軟故障診斷；診斷方法
在保障電子設備的使用性能上，模擬電路軟故障診斷占據著非常重要的地位，必須選擇合適的模擬電路軟故障診斷方法，才能確保模擬電路軟故障診斷結果的合理性和科學性，從而延長電子設備的使用壽命。
一、模擬電路故障的類型
根據電子設備的運行情況來看，模擬電路故障主要有兩種類型：硬性故障、軟性故障，其中，硬性故障的危害性比較大，如果電子設備出現這種情況，則有可能是故障元件的各種參數發生了很大變化，從而導致系統性能受到嚴重影響，最終出現開路、短路等故障。相比之下，軟性故障具有一定漸變性，一般是電路元件受到時間、環境等多種因素影響產生的，不會給電子設備的運行情況帶來較大影響，但會給電子設備的運行效率帶較大影響。因此，在電子設備的正常運行中，可以通過使用監控方式來對電子設備的運行情況進行實時監測，從而及時掌握電子設備的故障情況。
二、模擬電路故障診斷方法和其影響因素
目前，比較常用的模擬電路故障診斷方法有參數識別法、故障字典法、逼近法和故障驗證法等幾種，隨著高科技技術的不斷應用，現代模擬電路故障診斷出現了以神經網絡、專家系統、小波變化等為基礎的新型故障診斷方法，使得模糊神經網絡法、小波神經網絡法等的應用范圍變得越來越廣。
在實踐過程中，模擬電路故障診斷方法合理應用的影響因素主要有如下幾個方面：首先，模擬電路與數字電路有一定區別，而模擬電路的相關參數有著一定連續性，從而存在很大的可變性，最終導致各種故障出現。其次，模擬電路的內部結構比較復雜，具有一定離散性，使得其準確性很難被有效掌控，并且，模擬電路故障診斷儀器的精確度也很難把握，從而影響模擬電路診斷結果的準確性。最后，模擬電路的內部結構具有多樣性特征，很容易受到外界各種因素的影響，從而出現各種故障。因此，在進行模擬電路的故障診斷時，需要采用多種診斷方法，使得其診斷方法不具備一體化和標準化特點。
三、現代模擬電路軟故障診斷方法和發展趨勢
隨著信息技術的不斷發展，在模擬電路軟故障診斷中，神經網絡故障診斷方法具有的多樣性特點，很好的滿足了模擬電動內部結構多樣化的需求。在實際使用過程中，神經網絡故障診斷方法的誤差幾率比較小，有著非常不錯的模式分類能力，在與多種特征提取方法結合使用的情況下，可以大大提高故障診斷結果的準確性。在電子產業不斷發展的過程中，模擬電路故障診斷的發展速度越來越快，在充分利用各種先進信息技術和設備的情況下，其正向著如下三個方面發展：
首先，軟故障診斷方法變得越來越實用。在實際進行故障診斷時，各種各樣的故障使得故障診斷方法不斷變化，從而在故障診斷方法相互交叉的情況下，導致模擬電路故障診斷出現混亂現象。而在神經網絡與軟性故障相結合的情況下，神經網絡可以發揮最大價值，從而對模擬電路的故障進行有效診斷，大大提高模擬電路故障診斷法的實用性。
其次，在大規模電路軟故障診斷中，網絡撕裂法可以發揮充分作用。現展中，網絡電路的復雜程度不斷增加，使得大規模電路的故障診斷成為當前高度關注的問題。而網絡撕裂診斷法的合理應用，很好的滿足了大規模電路故障診斷的實際需求，在結合子網絡級故障診斷方法的情況下，可以大大提高大規模電路故障診斷的工作效率，從而成為大規模電路故障診斷的未來發展趨勢。
最后，軟故障診斷方法正向著數模混合電路更深一層發展。在集成電路設計不當發展的過程中，制造技術的不斷提升大大提高了電路故障診斷的難度，而設置有集成運算放大器的電路、數模混合集成電路等都沒有比較完善的軟故障診斷方法，使得上述部位的電路故障診斷處于空白狀態。因此，對數模混合電路方面的故障診斷方法進行研究，是電子行業不斷發展的必然趨勢，對于提高電子設備的運行性能有著重要影響。
結束語：
綜上所述，在電子設備的運行中，對電路故障進行正確診斷，必須選擇合適的故障診斷方法，才能保證故障診斷結果的準確性和可靠性。一般情況下，模擬電路的軟故障診斷要比硬故障診斷的難度高很多，因此，對上述幾個發展趨勢給以高度重視，才能不斷提高電子設備的整體性能，從而推動我國模擬電路故障診斷的智能化、自動化和現代化發展。■
參考文獻
[1] 張劍飛. 對模擬電路故障原因與診斷方法的探討[J]. 科技致富向導，2015，11：117.
模擬電路范文6
【關鍵詞】模擬電路故障診斷估計法
模擬電路故障診斷是電路分析理論中的一個前沿領域。它既不同于電路分析，也不屬于電路綜合的范疇。模擬電路故障診斷所研究的內容是當電路的拓撲結構已知，并在一定的電路激勵下知道一部分電路的響應，求電路的參數，他是近代電路理論中新興的第三個分支。但由于模擬電路中未發生故障的正常元件存在容差，其參數并不恰好等于額定值，而有一定的分散性，這給電路分析帶來一定的模糊性。而且模擬電路常含有非線性元件，他的性能不僅因本身故障而改變，而且其他元件故障引起他的工作點移動時，也將造成其性能變化。因此模擬電路故障診斷的理論還不是十分成熟。
模擬電路發生了故障，就不能達到設計時所規定的功能和指標，這種電路稱為故障電路。故障診斷就是要對電路進行一定的測試，從測試結果分析出故障。一般來講，模擬電路故障診斷的方法可以分為估計法，測試前模擬法和測試后模擬法三大類。本文將對其中的估計法展開討論。
估計法是一種近似法，這類方法一般只需較少的測量數據，采用一定的估計技術，估計出最可能發生故障的元件。這類方法又可分為確定法和概率法。確定法依據被測電路或系統的解析關系來判斷最可能的故障元件，概率法是依據統計學原理決定電路或系統中各元件發生故障的概率，從而判斷出最可能的故障元件。本文重點介紹確定法中的最小平方判據法。最小平方判據法又分為結合判據法和迭代法。
1.結合判據法：
設模擬電路含有m個不同的參數，對電路進行測量，得到m個不同的特性測量值，且m<n。令xi(i=1,2,3,4……n)表示參數值，yj(j=1,23…,m)表示特性計算值，因為如果電路的拓撲結構已知，則參數和特性之間存在一個確定的解析關系，所以y¬j=fj(x1,x2,….xn)。特性參數的測量值用gj(j=1,2,3…,m);如果實際所用的各參數值為實際值，同時測量不存在誤差，則gj=yj,即特性偏差為零，其中yj是在參數為額定值x10,x20,…,xn0時計算出來的。如果特性的測量值與計算值相等，說明電路沒有發生故障，處于正常工作狀態。
如果電路中第I個元件發生故障，其參數為xi,其余各元件的參數都為額定值，那么任意一個點的測試值都可以表示為xi的函數：yj=fj(Xi)=fj(x10,x20,…,xi,…xn0)j=1,23….m
其中，Xi為參數矢量，其中除第i個分量為xi外其余各分量為參數的額定值。于是有：j=1,2,3,…,m(1.1)
對每一個參數都引入一個物理量s，s為特性偏差的平方和，于是對于參數I有：i=1,2,3…,n(1.2)
當xi變動時，s也隨之而改變。如果電路中只存在單故障，那么當xi等于故障參數的實際值時，特性值的測量值與計算值十分接近，特性偏差接近與零。此時表征特性偏差平方和的物理量si將最小。因此我們可以將si作為故障診斷的一種判據，我們將si的最小值定義為結合參數I的靈敏度因子。
如果電路中發生的單故障是偏離其額定值不大的軟故障，特性值yi的計算值可以展開成泰勒級數：(1.3)
式中額定參數矢量X0=[x10,x20…,xn0]’;參數增量矢量，為泰勒級數中大于一階的高階項，若電路中發生的是軟故障，此項可以忽略不計。∣xi=xi0(i=1,2,3…n)，為特性j對特性I的靈敏度。發生單故障時，只有不等于零，所以(1.4)
代入(1.2)式可得：(1.5)令求得：(1.6)于是可以求出結合參數I的靈敏度因子(1.7)
測試前可先根據電路的額定參數計算出各靈敏度aji及各特性值的計算值yj0，測試后可以得到各特性的測量值gj,由上式可以直接求出靈敏度因子，從而確定故障發生點。
由前面的討論我們可以總結出采用結合判據法進行故障診斷的具體步驟如下:
（1）先進行測試，從可及節點得到m個特性測量值。
（2）求得結合參數xi的靈敏度因子，即si的最小值，作為故障診斷的判據。
（3）在n個參數的靈敏度因子都求得之后，其中最小的靈敏度因子所對應的參數是最有可能發生了故障的參數。
結合判據法簡單易行，所需的測量數據少，但是由于各元件的參數都存在一定的容差，各特性在測量時也存在一定的誤差，這些都會影響判斷的真實性。另外，從前面的分析我們可以看出這種方法只適合于參數變化不大的單、軟故障的定位，而不適用于多故障的定位。
2.迭代法
我們在最小判據法的基礎上進一步引申，找一個類似于靈敏度因子的判據，并計算使這個判據達到最小時的各個參數的值，即各個參數的實際值，然后與額定值進行比較，從而確定故障點，這樣就可以用于多故障的定位。這就是迭代法的基本思路。
與結合判據法不同的是，迭代法對所有的參數都共用一個判據。令(2.1)
其中，為特性測量值gj的方差。將yj=fj(X)在X0處按泰勒級數展開，如果不大，可忽略高次項，得(2.2)代入式(2.1),得：(2.3)
當s達到最小值時所對應的X＝X0+即為各參數的估計值，如果某些元件的參數估計值超過其容差范圍，則可能為故障元件。式(2.3)可以寫成：(2.4)其中：
如果要求s的最小值，只需對式(2.4)求導，并令倒數為零，可得：(2.5)我們采用迭代法求解，首先設X的初值為X0,在X0處計算P,A,PA,
然后再由式(2.5)計算出，由式(2.4)計算出s,完成一個迭代過程。然后令X的新值為,在X1處計算P,A,PA,及s的值，如此循環下去，直到第k次滿足時為止，此時對應的Xk就是所要求的參數估計值。
由此可以看出迭代法與我們前面所討論的結合判據相比，測量值數必須要大于或等于參數的個數，它考慮了測量誤差。另外，它能夠估計出各個元件的參數值，可以用于多故障診斷，但計算量大。
3.總結：
本文主要介紹了模擬電路故障診斷方法中的估計法。這種方法只需要較少的測量數據，但診斷結果一般只是近似的。估計法中的大部分方法都適用于電路元件的故障定位，可用于診斷線性電路中的單個的軟故障。其中很多方法還可用于多故障診斷，例如文中介紹的迭代法。
估計法只是一種比較傳統的故障診斷方法，隨著人們對這一領域研究的不斷深入，已經出現了一些用于非線性模擬電路以及大規模網絡的故障診斷方法，例如分解網絡技術，人工智能技術等。故障診斷技術與計算機技術的結合也越來越密切，利用微型計算機和微處理器可使故障診斷更加快速可靠。
參考文獻：
