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功率器件范文1

開關電源中的功率損耗

在設計開關功率轉換器時,估算功耗是選擇功率器件的關鍵工作。PFC預調節(jié)器和LLC諧振轉換器內功率器件的主要功率損耗是傳導損耗和開關損耗。一般來講,在輕負載條件下,開關損耗占主導,隨著負載的增加,傳導損耗占主導。柵極電荷(Qg)參數被廣泛地用作開關速度,也就是開關損耗的衡量標志。由于超低特定導通電阻帶來更小的芯片尺寸,超級結MOSFET往往比相似額定值的普通平面型MOSFET具有更小的Qg。例如,如表1所示,0.95Ω/600V超級結MOSFET的Qg甚至比1.6Ω/600V平面型MOSFET的要小。可以預期,在PFC或LLC轉換器中,超級結MOSFET都具有更小的開關損耗和導通損耗。這就是在開關電源中首選超級結技術作為功率開關的主要原因。但是,隨著功率器件技術的進步,最新的平面型MOSFET具有非常小的Qg。它的導通阻抗仍然高,但是在輕負載區(qū)域,應該具有競爭力。因為平面型技術約有30%的價格優(yōu)勢,在LED照明開關電源方面值得對其進行評測。研究在PFC和LLC轉換器中平面型MOSFET能夠在何種功率水平下保持競爭力是很重要的。

評測結果

表1中的三種器件應用于DCMPFC和LLC諧振轉換器,使用示波器測量開關損耗。因為在DCM PFC中開關電流隨著每個開關周期而發(fā)生變化,假設損耗為圖1所示的正弦波,測量交流電源輸入電壓峰值處的開關損耗,計算總體開關損耗數據。將工作頻率與每個開關周期的能量損耗相乘,計算出平均開關損耗。在DCM PFC中,導通時間一般是固定的,關斷時間隨電源輸入電壓而改變。從設計變量,可以推導出導通/關斷時間以及每個開關周期的等效開關頻率。在知道功率開關的方均根電流時,就很容易評測出導通損耗。

功率器件范文2

（1.江南大學物聯網工程學院，江蘇無錫214122；2. 江陰蘇陽電子股份有限公司，江蘇江陰214421）

摘要：為了滿足功率器件不同封裝形式可靠性和穩(wěn)定性的需求，對功率器件封裝的塑封系統進行研究。設計塑封壓機集成接口和PLC溫度控制電路，實現功率器件塑封壓機溫度控制；研發(fā)光電傳感器、接近傳感器以及螺旋測試頭集合形成的塑封模具定位傳感結構，結合PLC定位電路設計，實現了功率器件塑封模具定位。對關鍵的PLC和觸摸屏組合控制系統進行了探索，系統已投入實際應用，效果良好。

關鍵詞 ：功率器件；封裝；溫度控制；定位

中圖分類號：TN305.94?34 文獻標識碼：A 文章編號：1004?373X（2015）14?0116?04

收稿日期：2015?01?25

隨著以計算機、網絡通信、消費類電子產品和汽車電子為代表的4C 市場和電源驅動領域朝著小外型、大功率的方向發(fā)展，作為關鍵的核心電子元器件，現代功率器件也朝著大功率、小型化、高頻化的趨勢快速發(fā)展[1?2] ，這對功率器件的封裝提出了更高的要求。

目前主流功率器件封裝形式有：TO，SOP，DIP，PDFN，QFN[3]，為了確保這些器件的穩(wěn)定性和可靠性，封裝過程中的控溫和定位顯得尤為重要。通過塑封系統自動控溫定位結構的設計，實現不同封裝形式功率器件可靠性和穩(wěn)定性的提升[4] 。本文成果已應用于江陰蘇陽電子股份有限公司多類產品實際封裝。

1 系統組成

本系統采用的PLC 控制系統由CP1H?XA40DT?DPLC和TPC1062KS觸摸屏組成，配合塑封壓機集成接口設計、PLC 控溫設計、PLC 定位設計、光電傳感系統嵌入，在觸摸屏上實時顯示塑封壓機溫度并實現溫差預警反饋和定位不準預警反饋[5?6]。原理框圖如圖1所示。

2 半導體塑料封裝壓機自動溫度切換系統

2.1 塑封壓機集成接口系統設計

作為功率器件封裝關鍵的塑封工序，塑封系統的穩(wěn)定性和精度直接影響了功率器件的性能。半導體塑料封裝壓機需要安裝精密塑封模具以進行手動塑料封裝，一副模具一般需要16~20個加熱棒，壓機有32個加熱通道，可以方便更換。傳統塑封壓機中模具加熱棒與壓機加熱棒接口一一對接，壓機加熱棒通道與熱電偶通道一一對應，該對接方式直接造成壓機內部連線過多，引起安全隱患。

為了解決上述問題，設計了一種包括上模、下模、壓機加熱棒集成接口以及壓機熱電偶集成接口的塑封壓機系統。上模及下模的單獨加熱棒接口集合成一個整體加熱棒接口，上模及下模的單獨熱電偶接口集合成一個整體熱電偶接口，整體加熱棒接口與加熱棒接口通過加熱棒連接線連接，整體熱電偶接口與熱電偶接口通過熱電偶連接線連接。由于系統將傳統的多條單線連接改成整體接口連接，使得半導體塑料封裝壓系統連線簡單、不容易造成連線接頭脫落，更換塑封模具便捷。

2.2 PLC溫度控制設計

設計的塑封壓機系統除了將壓機的多個單通道結合在一起，還在PLC智能反饋系統中增加自動變換通道程序，若某個通道低于設定溫度一定時間，PLC 自動切換下一個閑置通道。通過觸摸屏輸入、PLC 反饋、模塊集成的方法實現溫度的切換控制。

PLC溫度控制系統通過觸摸屏設定加熱溫度、加熱脈沖、高低溫度報警值和計時時間等相關參數，實現對壓機的溫度控制。在實際應用中，塑封壓機加熱開啟2 h后切換通道系統開啟，若某個通道出現異常（≠175 ℃，溫差＞3 ℃），PLC立即開始200 s計時，在計時期內該通道溫度如仍未達設定值，該通道將被關閉，同時開啟下一個閑置通道，重新加溫。最終塑封壓機溫度維持在報警值3 ℃以內，從而保證塑封過程中的恒定高溫。該系統可應用于不同封裝形式，圖2為本系統PLC溫度控制原理圖，圖3為實際塑封壓機觸摸屏溫度及PID顯示界面圖。

3 半導體塑料封裝壓機智能定位系統

本系統設有光電傳感器、接近傳感器以及螺旋測試頭，可利用螺旋測試頭高精度的測量尺寸來調節(jié)接近傳感器與工作臺的配合。上、下工作平臺之間連接有4根導柱，將電子光纜感應尺設置于導柱的外側，接近傳感器設置在導柱內側，螺旋測試頭位于接近傳感器的底部。當下工作臺上升時，4個導柱上的接近傳感器可感應下工作臺是否到達設定位置，電子光纜感應尺讀取下模到導柱的距離，如未達設定值，光電傳感器將輸出電平信號，經電路轉換后，一路信號直接觸發(fā)PLC安全控制點，有效阻止模具的開合；另一路信號輸出至LED指示燈，提示此時工作臺未能到達設定位置，圖4為塑封模具定位原理圖。該系統具有智能定位的功能，觸摸屏可實時顯示4個導柱是否在設定位置，如有報警，可迅速反映定位異常的傳感器方位，便于及時處理，可以有效避免模具損壞或者報廢。圖5為本系統觸摸屏定位顯示界面。

4 軟PLC 系統研究

為了實現塑封系統控溫定位的智能反饋，需要設計一種實時監(jiān)控的現場控制系統，可編程邏輯控制器（Programmable Logical Controller，PLC）以微處理器為基礎，采用可編程的存儲器，用于其內部存儲程序，執(zhí)行邏輯運算、順序控制、定時、計數與算術操作等面向用戶的指令，并通過數字或模擬式輸入/輸出控制各種類型的機械或生產過程[7?8]；所以在功率器件塑封系統設計中，采用PLC與觸摸屏組成的控制系統實現自動控溫和定位功能。

4.1 控制現場結構

本文采用CP1H?XA40DT?D PLC 和TPC1062KS 觸摸屏組成系統控制現場的電動閥、電磁閥、電動機、溫度控制器和定位控制器等執(zhí)行機構。以溫度控制為例，CP1H?XA40DT?D通過模擬量輸入模塊和溫度傳感器采集現場的溫度信號，信號通過PLC 上的A/D 轉換、數值變換傳送到觸摸屏上，觸摸屏顯示實時的溫度值和PID值；且PID 參數可以通過觸摸屏進行設置，觸摸屏給PLC 發(fā)送指令，以控制現場的執(zhí)行機構[9]。控制現場溫控結構如圖6所示。

4.2 控制系統電路設計

為了實現PLC對塑封壓機溫度和模具定位的控制，必須設計相應的控制電路。PLC 控制系統的控制電路主要由輸入電路、PLC、輸出電路3個部分組成。輸入電路主要有按鈕、開關、模擬量、人機界面等；輸出電路主要有電磁閥、指示燈、接觸器等。PLC 控制系統根據輸入電路得到的信號，執(zhí)行PLC程序，從而控制輸出電路的電器元件驅動設備的機械結構，最終滿足控制塑封壓機溫度和模具定位的要求，完成系統控制。以溫度控制為例，通過觸摸屏設定標準塑封壓機溫度（175 ℃），通過PLC程序判斷壓機溫度是否在容差范圍內（3 ℃），若超出容差，則發(fā)出信號反饋至觸摸屏，同時調整加熱通道，令塑封壓機溫差小于設定容差。圖7為功率器件塑封系統PLC溫度控制電路圖。

4.3 控制系統軟件設計

常見的PLC控制系統軟件設計方法有圖解法編程（包括梯形圖法、邏輯流程圖法、時序流程圖法和步進順控法）、經驗法編程、計算機輔助設計編程等[10]。設計的自動控溫定位塑封系統選用的是梯形圖法，這種最方便的編程方法是一種用梯形圖語言，模仿繼電器控制系統的編程方式。其圖形及元件名稱均與繼電器控制電路十分相近。這種方法的優(yōu)點在于可以把原繼電器控制電路轉化成PLC梯形圖語言。

為了提高系統可靠性，在軟件設計上采用了數字濾波和軟件容錯。在采樣周期內，用采樣值計算加權平均值作為濾波值，濾波現場的模擬量信號經A/D轉換后變?yōu)閿底至啃盘枺嫒隤LC中，根據濾波值濾去噪聲信號獲得所需的有用信號，進行系統控制。在程序執(zhí)行過程中，一旦發(fā)現現場故障或錯誤，系統即通過程序判斷造成錯誤的原因是主要故障還是次要故障，并分別做出停機和相應子程序處理。系統還可對重要的開關量輸入信號或易形成抖動的檢測或控制回路采用軟件延時，對同一信號多次讀取，結果一致，才確認有效，消除偶發(fā)干擾的影響。

5 結語

目前市場中功率器件應用極為廣泛，為了適應現代便攜式電子產品等應用領域不斷小型化的發(fā)展趨勢，現代功率器件封裝技術不斷改進，新型封裝形式不斷涌現。為了提高各種封裝形式的可靠性和穩(wěn)定性，設計了一種可應用于各種封裝形式的功率器件自動控溫定位塑封系統，該系統可實現關鍵塑封工藝設備溫度的均勻和穩(wěn)定，提高塑封模具壓合精度，從而提高良品率，降低設備損耗，具有極其重要的應用價值。基于PLC控制系統的自動控溫定位塑封系統的研究和實現對提升功率器件封裝的效率有著重要意義。

參考文獻

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作者簡介：余駿華（1990—），男，碩士。研究方向為軟件理論及其應用。實用新型專利：半導體塑料封裝壓機智能溫度切換系統（ZL 201320226664.0）發(fā)明人。

孫力（1966—），男，教授，博士，碩士生導師。研究方向為計算機技術。

全慶霄（1963—），男，高級工程師，碩士。研究方向為半導體封裝技術。

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關鍵詞 （ 4~8 個）、中國圖書資料分類號（簡稱中圖分類號）、文獻標識碼、英文信息（題名、作者姓名、單位、摘要和

關鍵詞 ）、正文、

功率器件范文3

2005年數字顯示，全球僅數據中心所消耗能耗即占總電力的1.2％，全球服務器供電與冷卻所需成本大261億美元，能耗增長率是服務器投資增長4倍，這種情況顯然與日益高漲的節(jié)能環(huán)保意識格格不入。為此，服務器制造商最先提出了更為精確地控制系統功耗地要求。IR推出地多功能輸出功率監(jiān)控集成電路IR3721，可用于筆記本電腦、臺式電腦和節(jié)能服務器應用的低壓DC-DC轉換器。

IR3721在65℃的精度為2.5％，利用IR申請了專利的TruePower技術高度準確捕捉動態(tài)功耗信息。

與其他功率監(jiān)控集成電路相比，IR3721可在穩(wěn)壓器輸出/負載側監(jiān)測動態(tài)功耗，顯著改善其動態(tài)功耗測量精度。TruePower技術可避免動態(tài)誤差，而采用獨立的A/D轉換分別監(jiān)控動態(tài)狀態(tài)下的電壓和電流的其他解決方案的動態(tài)誤差，可造成超過30％的整體誤差。

IR亞太區(qū)高級銷售副總裁曾海邦表示：“通過監(jiān)測瞬態(tài)功率，功率系統可以在任何給定點及時準確預測系統散熱。有了這個職能功能，功率系統可以管理負載的電氣特性，限制其功耗并提前建立正確的冷卻條件，這樣負載就不會離開它所需的散熱包絡，優(yōu)化了吞吐量，從而提高了性能。”

IR3721集成電路可監(jiān)測從0.5V～0.8V的降壓式或多相轉換器的輸出濾波電感器電流，為內部熱補償特性提供了使用電阻檢測或電感器DCR電流檢測的選擇。與現有的解決方案相比，其功率可以提高1％，同時還降低了所需材料和占板面積要求。

通過IR3721的精確監(jiān)控，預計可為現有每個系統節(jié)能20％。

600V溝道IGBT在UPS和太陽能轉換器應用中減少功耗達30％

推出600V絕緣柵雙極晶體管(IGBT)系列，能夠在最高3kW的不斷電系統(UPS)及太陽能轉換器中，減少高達30％的功率損耗。

該批新特定應用產品系列采用IR最新一代的場終止溝槽柵技術，可降低傳導和開關損耗，并為低短路要求的20kHZ開關作出優(yōu)化，提高UPS和太陽能轉換器應用的功率轉換效率。

傳統地IGBT組件應用于UPS和太陽能轉換器所使用的頻率時，會出現極大的開關損耗。IR新推出的溝道IGBT組件結合了較低的開關能量和低傳導損耗。這些較低的損耗可以為終端用戶提高效率、降低設備單元的體積，以及節(jié)省發(fā)電成本。

功率器件范文4

1功率合成原理

功率合成本質是多個矢量信號的疊加，目的是實現信號的最大輸出。下面以兩路信號合成為例進行詳細的介紹，一般情況下，行波管放大器的輸出信號有著不同的幅度和相位。

2波導魔T原理及設計

波導魔T是四端口無源器件，又稱為雙T電橋，即由E面T型結與H面T型結組合而成。魔T的結構如圖2所示，具有以下特性：（1）對應臂隔離性：E臂和H臂相互隔離，兩側臂相互隔離；（2）完全匹配性：4個端口可以完全匹配；（3）等分性：由E臂輸入的功率，反相等幅從兩個側臂輸出；由H臂輸入的功率，同相等幅從兩個側臂輸出；（4）和差特性：側臂同相輸入，H臂求和輸出，E臂求差輸出；側臂反向輸入，H臂求差輸出，E臂求和輸出。由于匹配波導魔T具有以上的獨特性質，所以可以作為寬帶、低插損、高隔離度、大功率合成器。依據微波網絡理論，四端口無源網絡可以做到各個端口匹配，因此，首要任務是要對波導魔T進行匹配電路設計［10-13］。本文中以錐形臺配合圓柱體為匹配電路如圖2所示，抵消由波導不連續(xù)引入的電抗分量，從物理角度對匹配電路結構定性分析，錐形臺可以看作是容性電抗器件以抵消由磁場不連續(xù)引入的感抗分量；圓柱體可以看作感性電抗器件以抵消由電場不連續(xù)性引入的容抗分量。仿真可得圓柱體高度H_cyl對S11影響較大，圓柱越短端口1反射系數高頻特性越好；錐形臺高度H_cone對S44影響較大，錐形臺越高特性端口4反射特性越好。為兼顧各端口匹配特性，對匹配電路主要結構參數進行優(yōu)化設計，優(yōu)化后的匹配結構尺寸如表1所示，波導采用標準波導BJ84。圖3給出了優(yōu)化仿真后得到各端口的匹配、隔離、功分特性，在整個工作頻帶內，傳輸特性S21基本為-3dB；各端口反射系數均小于-20dB；端口2與端口3隔離度S23小于-35dB。可以看出該波導魔T具有低插損、等功分特性、對應端口良好的隔離特性、各個端口良好的匹配特性，可用于空間行波管功率放大器大功率合成。

3合成方案及驗證

本文以上述設計的寬帶、低插損、高隔離度的波導魔T作為空間行波管功率放大器大功率合成器，以H面T型結兩對稱端口作為輸入端，對兩只空間行波管放大器進行功率合成驗證。在空間行波管功率放大器輸入端引入可變衰減器和移相器，均衡兩路行波管放大器輸出幅度、相位特性，使其在整個工作頻帶內，輸出功率信號幅度一致，相位偏差保持在30°以內，從而實現對兩只空間行波管功率放大器高效率、大功率合成。在空間行波管功率放大器輸出端接入環(huán)形器，避免因輸出失配導致大功率反射，從而保護空間行波管放大器不被損毀。以下給出功率合成實驗測試的步驟和主要注意事項。實驗步驟：（1）各個微波器件測量標定為了實現整個實驗驗證的準確性和可操作性，要對Wilkinson功分器、波導魔T、可變衰減器、移相器、定向耦合器、環(huán)形隔離器等無源功率器件進行測試及標定。在工作頻帶內，確定各個微波無源器件的插入損耗；確定波導魔T的隔離度、環(huán)形器反向隔離度；確定可變衰減器、移相器的調節(jié)范圍及調節(jié)步進幅度；確定定向耦合器耦合度。只有排除各個器件引入的計算誤差，最終才能準確地計算出兩只空間行波管功率放大器合成效率。（2）兩只空間行波管功率放大器輸入輸出幅度、相位特性測量在工作頻帶內，逐點測試第1個空間行波管放大器飽和工作時的增益和相位特性；將第1個行波管放大器飽和狀態(tài)時的輸入功率/頻率曲線作為基準輸入功率/頻率曲線；按基準輸入功率/頻率曲線激勵第2個行波管放大器，測試其對應的增益和相位特性；比較2個行波管放大器的增益/頻率曲線和相位/頻率曲線，找出滿足增益失配度的偏移值和相位失配偏移值。（3）兩只空間行波管功率放大器功率合成測試已知上一步測量得到兩只管子的幅度、相位差異，通過在輸入端引入可變衰減器和移相器均衡兩只管子的幅度和相位特性，以實現高效率的功率合成［13］。合成方案如圖4所示，輸入信號經Wilkinson功分器等分為兩路，在上下兩路行波管功率放大器輸入端引入可變衰減器和移相器均衡兩只管子幅相特性，微波信號經過TWTA功率放大后，通過定向耦合器測量單只TWTA輸出功率poA和poB，通過定向耦合器測量波導魔T合成輸出功率po。為了保護行波管功率放大器，在行波管功率放大器輸出端均加入環(huán)形隔離器。圖5給出了基于波導魔T的兩只空間行波管功率合成的實物圖，圖6給出了X波段某頻帶兩只空間行波管飽和輸出的功率、經波導魔T功率合成后輸出功率、計算得到的合成效率。在整個工作頻帶內，兩只空間行波管功率放大器飽和輸出功率約45W，經波導魔T合成后功率大于85W，合成效率大于90%，在某些頻點上合成效率大于95%。驗證了波導魔T作為二進制功率合成單元的高效性。

4結論

功率器件范文5

關鍵詞：非記憶性功放模型；非線性失真；預失真技術；Saleh模型

中圖分類號：TP393 文獻標識碼：A 文章編號：1009-3044（2014）01-0172-06

功率放大器，作為通信系統中不可缺少的組成部件，由于其構成放大器的各種有源器件的特性都是非線性的，所以功放總是會表現出一定程度的非線性。傳統的恒包絡調制可以工作于功率放大器的臨近飽和區(qū)并有較高的效率，但是頻譜利用率低。現代通信系統中廣泛采用的QAM、WCDMA和PFDM等頻譜利用率更高的非恒包絡調制方式，對放大器提出了很高的線性度要求。

對于功率放大器的建模，國內外學者已經做了大量的研究，提出了多種可行的行為模型。目前已提出了各種技術來克服改善功放的非線性失真，其中預失真技術是被研究和應用較多的一項新技術，其最新的研究成果已經被用于實際的產品，但在新算法、實現復雜度、計算速度、效果精度等方面仍有相當的研究價值。該文從數學建模的角度進行探索，選取無記憶多項式模型和無記憶Saleh模型，利用Matlab等數學工具擬合功率放大器的非線性功放特性，進而對結果進行對比優(yōu)化。

1 建立無記憶功放模型

1.1概念引入

所謂無記憶功放模型，是指當前時刻輸入只與當前時刻的輸出有關系，與歷史輸入無關。所以，無記憶功放模型一般可以通過AM/AM和AM/PM失真轉換特性來描述輸出信號的幅度和相位變化信息[1]。

1.2采用多項式方法建立模型

若功率放大器記輸入信號[x（t）]，輸出信號為[z（t）]，[t]為時間變量，則功放非線性在數學上可表示為[z（t）=G（x（t））]，其中[G]為非線性函數。

如果某一時刻的輸出僅與此時刻的輸入相關，稱為無記憶功放，其特性可用多項式表示為

式中[K]表示非線性的階數（即多項式次數），[hk]為各次冪的系數。

如果對功放輸入[x（t）]/輸出[z（t）]進行離散采樣后值為分別為[x（n）]/[z（n）]則（1）可用離散多項式表示如下

根據Weierstrass逼近定理，在射頻域上，功率放大器的非線性特性可以由多項式來描述，功率放大器輸出[y（t）]與輸入[x（t）]之間的關系可以表示為

該模型復雜度為（K+1）/2。

根據實驗數據提供的無記憶效應的復輸入-輸出測試數據，該文使用Matlab進行多項式曲線擬合，并分別使用信號量和幅度進行擬合。

信號量擬合效果如下圖（3階、5階、10階、15階）

通過效果圖分析比較發(fā)現，使用信號量擬合時，當多項式階數低于10階，曲線擬合度較差，隨著階數的增加，擬合度越來越好；當多項式高于10階時，曲線擬合度變化不甚明顯。參照幅度擬合，可發(fā)現多項式為5階時，擬合曲線已經非常真實。

1.3采用Saleh[4]方法建立模型

Saleh函數與多項式模型相比，結構簡潔，較少的參數能夠實現數據的較好擬合，所以應用于功放的非線性模型中能產生較為理想的結果.通常使用的無記憶Saleh模型表達式如下

（3）

其中，α、β是無記憶Saleh函數模型的參數。

由于實驗信號數據是復數形式，該文對（3）式進行復系數的多項式模型變換。

1.4模型結果分析—NMSE和EVM評價

以上模型的數值計算結果業(yè)界常用NMSE、EVM等參數評價其準確度，具體定義如下。

采用歸一化均方誤差 （Normalized Mean Square Error， NMSE） 來表征計算精度，其表達式為

如果用[Z]表示實際信號值，[Z]表示通過模型計算的信號值，NMSE就反映了模型與物理實際模塊的接近程度。功放前加載預失真處理后，也可用NMSE判斷整體模型輸出值與理想輸出值的近似程度。

誤差矢量幅度 （Error Vector Magnitude， EVM）定義為誤差矢量信號平均功率的均方根和參照信號平均功率的均方根的比值，以百分數形式表示。如果用[X]表示理想的信號輸出值，[e]表示理想輸出與整體模型輸出信號的誤差，可用EVM衡量整體模型對信號的幅度失真程度。

[模型＼&NMSE＼&EVM（%）＼&無記憶多項式信號量擬合（3階）＼&-21.5404＼&8.4044＼&無記憶多項式信號量擬合（5階）＼&-21.5761＼&8.3697＼&無記憶多項式信號量擬合（10階）＼&-21.5892＼&8.357＼&無記憶多項式信號量擬合（15階）＼&-21.6152＼&8.3319＼&無記憶Saleh模型-信號實部分量擬合＼&-33.4106＼&2.1404＼&無記憶Saleh模型-信號虛部分量擬合＼&-33.2327＼&2.1768＼&無記憶Saleh模型-信號量擬合＼&-33.3057＼&2.1618＼&]

分析表1可以得出：

無記憶多項式信號量擬合NMSE的絕對值要低于無記憶Saleh模型信號量擬合NMSE的絕對值，無記憶多項式信號量擬合EVM的值要低、高于無記憶Saleh模型信號量擬合的EVM值。

可見，無記憶Saleh模型信號量擬合效果要優(yōu)于無記憶多項式信號量擬合。由此，該文接下來選取Saleh方法來進一步建立功率放大器預失真模型。

2 無記憶功放的預失真模型

預失真技術的實質是描述功率放大器逆特性的問題。如果功率放大器的特性可以由函數來表示，且該函數在信號幅度區(qū)間是單調的，那么其逆函數存在。

對于“輸出幅度限制”約束，對于[F（x）=y]有[y∈0，xmax]，可見[y]與[x]是同值域的。即有[G（x）]、[G（y）]（或[L（x）]）同屬于[Gmin，Gmax]。

對于“功率最大化”約束，由于[L（x）]滿足線性條件，且有放大器特性的單調性，則[L（x）]應滿足[Lmax=L（xmax）=Gmax=G（xmax）]才能作為最佳方案。

2.1建立模型

1）確定放大的倍數g

根據“輸出幅度限制”和“功率最大化”約束的描述，[L（x）=g·x]必須經過[xmax，zmax]，計算得出：

[g=zmaxxmax=1.8265]

可通過正交目標誤差函數進行驗證：

[escalex=zn-gxnerotatex=argzn-argxn]

2）通過復輸入-輸出測試數據逼近擬合非線性反向函數[H（z）=G-1（z）=x]來表示功放的逆特性[3]。

本文使用Saleh模型求解得到：

[αH=0.3011+0.0000i， βH=-0.1010 + 0.0000i]

根據Saleh模型得到擬合公式H（z）：

[Hz==αH?zn1+βHzn2=（3.1316 + 0.0000i）?zn1+（0.5927 + 0.0000i）?zn2=xn]

3）求預失真特性的理想輸出y。

根據[G（y）=L（x）=g·x]推導[y=H（g?x）]，直接計算[H]得到預失真特性的理想輸出y，擬合曲線如圖3所示。

4）根據[F（x）=y]，擬合得到預失真器模型的特性F。

[H（g?x）=y=F（x）]，則可得知F和H含有絕對的線性關系。通過縮放H便可以得F：

[αF=0.5499 - 0.0000i， βF=-0.3370 - 0.0000i]

[Fx==αF?xn1+βFzn2=（0.5499 - 0.0000i）?xn1+（-0.3370 - 0.0000i）?xn2=yn]

擬合曲線如圖4所示。

（a） （b）

（c） （d）

圖4

2.2 擬合線性特性

將已知輸入[xn]代入線性特性[L（x）=G?F（x）]求得模擬輸出Z，根據最大放大倍率（[g=1.8265]）求得理想輸出[z理想=g?x]。

并最終完整模擬預失真放大過程。

（a） （b）

（c） （d）

圖5

并可得到相應的評價指標：

表2 無記憶多項式模型NMSE、EVM評價值

[預失真后功放模型＼&NMSE＼&EVM（%）＼&預失真后-信號實部分量擬合評價＼&-30.7089＼&2.9605＼&預失真后-信號虛部分量擬合評價＼&-32.1537＼&2.4845＼&預失真后-信號量擬合評價＼&-31.5381＼&2.6761＼&]

3 結束語

本文研究建立了無記憶功放非線性特性模型，并用NMSE進行準確度評價，同時建立了預失真模型，并用NMSE和EVM評價預失真補償的結果，在采用無記憶多項式模型來模擬無記憶功放的非線性特性G的過程中，通過使用NMSE和EVM進行準確度評價時發(fā)現，該模型的信號量模擬結果精度較差，而該模型的幅度模擬結果較為理想。為了進行客觀的分析評價，該文又引用Saleh模型模擬做為參照。通過對比分析，最終選取無記憶多項式幅度模擬結果作為理想模型，該模型結構簡潔，復雜度相對較低，具有較高的普適性。

參考文獻：

[1] 張小梅，胡方明，任愛鋒.基于數字預失真技術的功放線性化研究[J].計算機仿真，2012，29（7）：26-30.

[2] 張玉梅，南敬昌.基于Saleh函數的功放行為模型研究[J].微電子學與計算機，2010，27（12）：122-126.

功率器件范文6

關鍵詞：徑向波導； 空間功率合成； 同軸波導； 微波

中圖分類號：TN95-34文獻標識碼：A

文章編號：1004-373X(2011)01-0049-03

Design and Realization of Ku-Band Spatial Power Combiner in Radial Waveguide

SU Bin, ZHU Jian-li

(China Airborne Missile Academy, Luoyang 471009, China)

Abstract： For the sake of realizing efficient, broadband and pint-sized power-dividing/combining circuit, the equivalent-circuit method was used, and the peripheral probes were distributed in the radial waveguide on the radial direction. The design using HFSS was simulated and optimized. The 4-port and the 8-port power-dividing/combining circuits were actualized. The insertion loss is about 0.5 dB and the bandwidth is wider than 0.5 GHz. The application of this kind of design can decrease the volume of transmitter largely and improve the work efficiency. The simple equivalent-circuit model was deduced for the radial waveguide power dividing/combining circuits. The design was used in project for the first time.

Keywords： radial waveguide; spatial power-combining; coaxial waveguide; microwave

0 引 言

近年來，隨著軍用與民用通信系統的快速發(fā)展，對于高效率、寬頻帶大功率固態(tài)功放的需求與日俱增。然而，單個固態(tài)器件在微波毫米波頻段輸出的功率有限，不能滿足系統的需求。基于徑向波導的空間功率合成技術具有系統合成效率較高，帶寬性能較好，有效防止了輻射損耗，散熱性能良好，易于小型化，結構簡單易實現等優(yōu)點，較好地彌補了準光功率合成技術和自由空間功率合成技術的不足；同時，它可以不受工作頻率及波導尺寸的限制，工作于微波、毫米波以及更高的亞毫米波頻段，有效地解決了在更高頻段實現高功率輸出的難題。

1981年Durkin M.F.首次提出了空間功率合成技術概念［1］，他在IEEE微波理論與技術學術年會上報導了他的最新研究成果。波導內空間功率合成技術［2］是由A.Alexanian和R.A.York于1997年提出，當時在X波段采用基于規(guī)則矩形波導的2×4的MMIC功放陣列，實現了2.4 W的連續(xù)波功率輸出，合成效率達68%，并具有良好的工作帶寬和增益，預示了良好的發(fā)展前景。2004年文獻［3］中Ka頻段采用行波法級聯縫隙波導實現空間功率合成，進一步提高了工作帶寬及合成頻率在32.2 GHz時輸出功率為33 dBm，合成效率達80%。

1 徑向波導空間功率合成器的原理與結構

1.1 徑向波導空間功率合成器的原理

徑向波導與同軸線［4］一樣也可存在TEM模，是┮恢知柱面TEM模，У緋≈揮z向分量，在半徑為R的圓周上電場相同；磁場只有Φ向分量，在半徑為R的圓周上磁場大小相等，方向沿圓周切向。Ф猿品植嫉奶秸胝罅興淙皇咕斷蠆ǖ寄詰绱懦〔生了巨大的改變，但其電磁場分布仍然保持軸向對稱性。每個探針處電場分布相同，這就確保了每個探針從波導中耦合的能量相等，從而為實現探針陣列等功率分配提供了理論基礎。┮恢知探針沿徑向等距分布的徑向波導功率分配/合成器磁場［5］分布如圖1所示。

可以看出，其磁場是關于中心軸對稱的，這樣，只要保證其各輸出端口探針尺寸相同，則分配到各輸出端口的能量是相等的，其幅度及相位可以保持較好的一致性。TEM模是徑向腔中傳輸主模，在設計徑向腔時，只要保證主模傳輸條件，可較好抑制高次模的干擾，保證各端口良好的隔離度。

圖1 徑向傳輸線功率分配/合成網絡場分布

1.2 徑向波導空間功率合成器的結構

多端口徑向波導功分/合成器電路［6］結構如圖2所示。波導內包含一個中心探針和N個均勻分布的探針。N個探針只均勻分布在一個同心圓上。這樣可簡化功分/合成電路結構。為了保持電路結構的對稱性，所有探針的形狀和尺寸都相同，而中心探針可能與探針形狀和尺寸相異。

圖2 徑向波導功分/合成電路結構

2 徑向波導空間功率合成器的模型等效電路［7］

為了分析徑向波導功分/合成電路，提出一種簡化的電磁模型，如圖3所示。參考面將整個徑向波導合成器分為兩個區(qū)域：半徑為R0的包含中心探針的中心區(qū)域和中心區(qū)域以外的包含探針的區(qū)域。參考面選取半徑為R0的柱面。根據電路結構的對稱性，這種N路合成器的探針區(qū)域可以看成由N個相同的扇形波導組成，扇形波導間通過理想磁壁分開，如┩3所示。

圖3 徑向波導功分器簡化的電磁模型

當合成器路數較多時，每個扇形波導可以用矩形波導來近似，這就極大地簡化了合成器的分析與設計。

半徑為R0的中心區(qū)域包含一個中心探針，它可以看作一個二端口電路，如圖4所示。

圖4 徑向波導功分器中心區(qū)域電路結構及等效電路

圖4也給出了它的等效電路，其中心探針的導納為Yc=Gc+jBc，i是電流源。Т硬慰濟BB′，到參考面AA′是一段標準的徑向傳輸線，可以得到它的ABCD矩陣［8］。

區(qū)域又可以等效為N個矩形波導-探針過渡［9］，從每個波導-探針過渡可以得出其等效電路。綜合以上分析，可以得出徑向波導合成器的總體等效電路［10］，如圖5所示。

圖5 徑向波導合成器總體等效電路

Yp=G+jB為探針導納，從參考面AA′看向左邊的導納為Y1=GL+jBL，而從參考面AA′看向右邊的探針陣列方向的導納為Y2=GS+jBS。Ш銑傻緶芬達到良好匹配必須滿足以下條件:

GL=GS;BL=－BS

當令Е氮1=0°時，Э梢緣玫酵馕探針陣列的總導納為:

Y2=GS+jBS=N•(YP－jcot Φ2)=

N•(G+jB－jcot Φ2)

由以上分析可以看出，У比范了G，B和Φ2值后，也就是確定了Y2值后，那么中心探針的導納值Yc=Gc+jBcШABCD矩陣也就確定下來。

3 四通道、八通道空間功率合成器的仿真及實現

利用HFSS對兩款功率分配器建模并仿真，如┩6,圖7所示，重點對中心探針和探針的長度和所在位置進行優(yōu)化。雖然為多通道輸出，但是探針對稱分布，所優(yōu)化的變量也不多，簡化了設計的難度。對照圖2給出八通道空間功率合成器仿真后的各參數，如表1所示。

表1 四通道合成器仿真后各參數值

abcdxB1B2B3B4RRgCC1

0.650.650.6536.112.12.23.214.8191344.6

圖6 八通道合成器仿真模型及仿真結果

圖7 四通道合成器仿真模型及仿真結果

對四通道合成器的結構進行了改進，并驗證了等效電路的正確性。仿真后各參數如表2所示，假設矩形波導的寬度為C，長度為C1。由仿真結果可得，┧耐ǖ廓合成器在0.8 GHz的范圍內dB(S(2,1))>- 6.1 dB,dB(S(1,1))- 9.1 dB, dB(S(1,1))

表2 八通道合成器仿真后各參數值

abcdxB1B2B3B4RRg

0.651.550.652.52.51.62.91.82.924.519

圖8 四通道、八通道合成器實物圖

表3 四通道合成器實測值

通道1通道2通道3通道4

dB(S(2,1))-6.5-6.4-6.4-6.3

表4 八通道合成器實測值

通道1通道2通道3通道4通道5通道6通道7通道8

dB(S(2,1)-9.4-9.2-9.2-9.8-9.7-9.4-9.5-9.4

4 結 論

本文所研究的波導內空間功率合成技術不同于傳統的功率合成技術，從電路結構來看，功率分配與合成是在波導內采用電磁場禍合的形式完成，各端口間沒有直接的電路接觸，采用多端口形式，插入損耗小，工作頻帶寬，因而輸出功率大，合成效率高，滿足寬頻帶要求，對大功率、寬頻帶微波毫米波功率合成系統的研究具有極大的參考價值，對跟蹤世界先進技術，發(fā)展國防，有著重要的現實意義。

參 考 文 獻

［1］DURKIN M F, ECKSTEIN R J, MILLS M D. 35 GHz active aperture[C]// 1981 IEEE MTT-S International Microwave Symposium Digest. Los Angeles, CA, USA: IEEE, 1981，81(l):425-427.

［2］ALEXANIAN A, YORK R A. Broadband spatially combined amplifier array using tapered slot transitions in waveguide[J]. IEEE Microwave and Wireless Components Letters, 1997, 7(2):42-44.

［3］JIANG X, ORTIZ S C, MORTAZAWI A. A Ka-band power amplifier based on the traveling-wave power-dividing/combining slotted-waveguide circuit[J]. IEEE Trans. on Mircrowave Theory Tech., 2004, 52(2):633-639.

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作者簡介： 蘇 斌 男，1981年出生，河南南陽人，碩士，工程師。主要研究方向為微波電路系統與器件。