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功率放大器范文1

【關鍵詞】音頻功率 放大器 設計

1 電路與頻響之間的關系

由于音頻功率放大器的組件與器件有不同的選擇，所以設備組合完成以后，會形成多種性能間的差異，設備會出現阻抗、聲音失真、頻響、信噪比等，這些最終會對音響的音質產生巨大的影響。在這種情況下，我們對音頻的功率放大器進行研究的時候，更加傾向于寬闊平坦的頻響，這樣音頻的平衡度會有一個完整的控制，較好的控制電路的失真問題。

根據我們的實踐研究可知，場效應管的主要特點如下：輸入的阻抗高、噪音系數小、動態范圍大等。在這種情況下，現代保真音響的組成主要由三級管與場效應管共同組成。音頻功率放大器的互補對稱放大器是通過不同極性的放大器組件相互構成的，高保真的放大器從而形成。在設備的運行階段，會產生對稱放大的功能，可以抵消失真的偶次諧波，對場音的失真度進行降低。通過研究我們可知，在充電過程晶體管的兩級電容，會延遲系統功放輸出的信號，從而使輸出信號在輸入信號之后。產生的負反饋會引發低瞬態互調失真，由于晶體管的兩級電容較小，所以高頻段的影響較大，所以，要減小低瞬態互調失真，就要降低電路的相移量。

2 音頻功率放大器的設計

音頻放大器在改進以前具有耗電大、體形笨重、工作效率低、具有失真性等特點，其晶體管始終處于導通的狀態，其開關存在失真的情況。本文中所設計的音頻功率的設計框架如圖1所示，這種設計可以滿足現代的音頻放大器需求。音頻功率放大器通過接收音頻信號，將其傳輸至前端低放電路，數據經過沃爾漫電路、共源共基電路、恒壓源電路傳輸至推動級，推動級通過反饋電路與沃爾漫電路互通，最后由推動級將音頻傳送至末級進行功放。

2.1 音源切換電路

進行音頻功率放大器的切換過程中，我們對音頻的質量應該進行控制，使用小型的繼電器，對信號的傳輸路徑進行縮小，如圖2所示。對音源電路的切換我們可以使用5檔開關，通過開關對5路繼電器進行控制。其中電路中所使用的電壓為12V，電阻為700歐姆，我們通過采用穩壓器對繼電器兩端的電壓進行控制，這樣可以保證其他電路與5路繼電器可以同時使用。

2.2 末級功放電路

我們使用2SC5200的大功率管做為音頻功率放大器的末級功放三極管，特征頻率為大于等于30赫茲，C-E之間的擊穿電壓大于等于160伏特，CM之間允許的電流大于等于15安培，兩級之間最大的耗散功率大于等于150瓦特。這樣可以使輸出的功率有所提高。

2.3 前置低放電路

前置的低放電路在使用過程中的最大優點是，在使用的過程中其音頻的失真度較低，而且頻響較寬，具有增益與線性好的特點。在前置的低放電路中，進行串聯的電阻可以構成分壓電路，為基極提供相應的電壓。對于漏極電壓結型場效應管中的電壓應該控制在11.2伏左右，保證電路中結型場效應管在運行過程中的安全可靠性，保證與地面連接工作正常進行。由于結型場效應管中的兩端電壓較低，不能在高壓的環境中工作，所以兼作輸入中點電位對輸入電路的靜態電流、電阻進行調節，在進行設計的系統中，我們將電流控制在1.4毫安左右，通過這樣的方式，電壓就變成了偏置電壓。我們將靜電電流控制在一定的范圍內，可以得到10瓦特的功率，如果需要更高的功率時，就需要對末極功率的電源電壓進行更改，將場效應管的兩端電流進行控制，其控制在100毫安左右。這樣設計，就可以在大功率的條件下，使場效應管電壓控制器件的柵極阻抗高，當靜態電流變大時，會伴隨振蕩的產生。 我們對前級電路的放大倍數，常規為10倍左右。而音頻的放大器中，一般會使用專業的高音頻專用管。這樣音響可以在整體上對信噪比與頻率轉換速率進行提升，減少因開關失真所產生的一些其他不良后果。本文中所使用的專用管為2SJ77，通過對工作點的調節，使其呈現在最佳工作狀態下。

3 結束語

音響成為我們生活中必不可少的設備之一，從電腦音頻播放器到大的場館會所放映廳，都需要不同的音頻設備，音響根據人們的生活水平、文化層次、音樂修養、欣賞水平的不同而有所差異，高保真的音質是所有音響使用者所共同追求的。在上文中主要就頻響與電路二者間的關系進行分析，對音頻功率放大器的設計進行闡述，筆者從三個方面進行了分析，首先從其音源切換電路，其次是末級功放電路，最后是前置低放電路，通過圖片以更加直觀的方式對其特點進行表述，使得讀者可以更加直觀的對音頻功率放大器的設計方式進行了解，希望本文對相關的讀者有一定的借鑒作用。

參考文獻

[1]來新泉，韓艷麗，李俊.驅動死區時間控制及其對D類音頻功率放大器穩定性的影響[J].中國集成電路，2010（22）：130-135.

[2]朱樟明，過偉，楊銀堂.CMOSPWMD類音頻功率放大器的過流保護電路[J].固體電子學研究與進展，2010（24）：271-275.

[3]張平，朱貴憲.D類音頻功放知多少――談D類放大器在音頻功放領域中的應用[J].電子制作，2012（25）：149-150.

[4]曾標.基于LM4562？LM4702CTA的合并式音頻功率放大器的設計與制作[J].音響技術，2011（23）：163-167.

作者簡介

常興，男，陜西省寶雞市人。現為陜西凌云電器集團有限公司機電公司工程部助理工程師。主要研究方向為電子科學與技術。

功率放大器范文2

關鍵詞：GaN；負載牽引；射頻；功率放大器；管芯

中圖分類號：TN722.75 文獻標識碼：A 文章編號：2095-1302（2014）01-0075-02

0 引 言

在通信和雷達系統中，功率放大器是其主要的組成部分，它的性能優劣對整個系統來說，影響巨大。在雷達的主要部件—— TR組件設計中，要求高功率和體積小、質量輕、可靠性高、低成本。人們對通信系統的質量和業務范圍也要求越來越高。隨著半導體工藝的快速發展，電路集成度的迅速提高，人們對微波組件性能的期望值也越來越高。特別是對微波功率放大器，人們總希望其頻帶越來越寬、功率越來越大、通用性越來越強。GaN材料作為第三代半導體的代表，具有大帶寬、高飽和電子漂移速率和高擊穿電子強度等顯著特點。GaN高電子遷移率晶體管（HEMT）理論上可以實現更大的輸出功率、更高的工作效率以及更高的抗輻照能力，代表固態微波器件的發展方向。以氮化鎵（GaN）、碳化硅（SiC）為代表的寬禁帶半導體射頻微波器件必將在雷達、電子對抗、通信系統中取得廣泛的應用，而且也將解決航空航天電子設備等方面的難題[1]。

本文采用CREE公司的GaN管芯CGH60120D，采用ADS負載牽引技術設計C波段的微波功率放大器，其發射功率接近100 W。

1 理論基礎

功率放大電路設計包括同時提供準確的有源器件建模、有效的阻抗匹配（依賴于技術要求和工作條件）、工作的穩定性并易于實現等。功率放大器的設計品質的評估是在穩定工作條件下使得放大器級數最少、實現功率增益最大。為了穩定工作，必須計算有源器件潛在的不穩定工作的頻域。為了避免寄生振蕩，需要討論不同頻率范圍（從低頻到靠近器件的特性頻率）的穩定電路技術。功率放大器的關鍵參數是它的線性度，這個參數對移動通信應用是非常重要的。另外，功率放大器的其他參數有最大輸出功率、效率、l dB壓縮點、三階交調點等。器件的偏置條件決定了工作狀態[2]。

2 直流仿真

放大器要想工作在正常狀態，就必須確定一個靜態工作點，通過直流仿真了解功放管的靜態工作點 ，確定如圖 1所示的、正確的偏置和器件靜態 I V曲線。

根據 CGH60120D的資料顯示 ，該器件典型工作狀態下的漏級電壓為28 V，靜態電流為1.219 A，圖1中，橫坐標為漏級電壓 ，縱坐標為電流值 ，在 Vg為28 V的不同曲線中找到能夠使漏極電流為 180 mA的點 ，這時的柵極電壓為-2.8V，這樣便確定了晶體管的 2個供電電壓值。

3 穩定性

功率放大電路設計的目的在于在預先估計穩定度并給定輸出功率值的情況下，得到最大功率增益和效率。功率放大電路的不穩定性導致不希望的寄生振蕩，使得輸出信號失真。放大電路不穩定的主要原因之一是通過有源器件的內在電容、內在電感，以及外部電路元件，由輸出端正反饋到輸入端口。因此，任何功率放大電路，特別是在射頻和微波頻率，穩定性分析是非常關鍵的[3]。圖2所示是其電路的穩定因子圖。

由圖2可以看出，在5 GHz時，該電路的穩定因子為2.925，大于1，可知此電壓下，其電路是穩定的。

4 負載牽引

功放的輸出功率主要取決于有源器件的負載阻抗，通過改變不同的負載阻抗值，測試功放的性能，這就是負載阻抗牽引。同理改變源阻抗的值來獲得功放不同的性能叫做源阻抗牽引。搭建一套實際的負載（源）阻抗牽引系統是很困難而且代價昂貴的，但是隨著微波 EDA技術的發展，利用軟件仿真來實現負載（源）阻抗牽引是很方便的[4]。用ADS軟件中的LoadPull模塊對管芯進行負載牽引情況如圖3所示。

由圖3中可得出其最佳負載阻抗為1.614+j*1.604。下來就可根據阻抗匹配理論 ，在 smithchar對輸出共扼匹配 ，利用微帶線完成匹配網絡，網絡在阻抗圓圖上的軌跡如圖 4所示。

由圖4可以得出，該管芯的負載匹配電路如圖5所示。

把負載阻抗加入電路，再用同樣方法進行源阻抗牽引，并在smithchar完成匹配電路。最后把源阻抗也加入電路中，得到的整體電路如圖6所示。

而對整體電路進行優化后，再對整體電路進行諧波平衡仿真，其功率仿真結果如圖7所示。

由圖7可以看到，該電路的最佳輸出功率為49.644 dBm，接近100 W，因而可達預期的功率輸出。功放的效率仿真結果如圖8所示，可以看到，其效率值達到56.278%，符合功放設計的預期值。

5 結 語

本文對CREE公司的CGH60120D氮化鎵管芯進行負載牽引仿真，結果證明：此芯片設計下的C波段功率放大器的最佳功率能達到100 W。可以滿足通信領域和雷達領域對功率放大器放大值的需求。

參 考 文 獻

[1] BAHL I.射頻與微波晶體管放大器基礎[M]. 北京： 電子工業出版社，2013.

[2]徐興福.ADS200射頻電路設計與仿真實例[M].北京： 電子工業出版社，2010.

[3] Pozar D M.微波工程[M].北京：電子工業出版社，2006.

功率放大器范文3

關鍵詞：Class F；射頻功率放大器；諧波抑制；阻抗匹配

Design of High Efficiency Class F Power Amplifier

ZHOU Yong1, HUANG Ji-wei1,2

（1.GuangZhou RunXin Information Technology Co.Ltd, Guangzhou 510663,China；

2.Institute of RF-&OE IC, Southeast University, Nanjing 210096,China）

Abstract: A high efficiency class F RF PA（power amplifier）is realized in an InGaP/GaAs HBT （heterojunction bipolar transistor） process. The characteristics and principle of class F power amplifier is described at first, and the bias circuit, the matching network and harmonic suppression technique are focused in this paper. The measurement results exhibit that the efficiency of the PA is 68% with 37-dBm output power, when the supply voltage is 5V.

Key Word: Class F; RF Power Amplifier; Harmonic Suppression; Impedance Matching

1 引言

射頻功率放大器廣泛應用于各種無線通信設備中，隨著無線通訊服務的快速增長，對低功耗、高效率、小體積的要求也迅速增加。眾所周知，射頻功率放大器是射頻傳輸中功率損耗最大的設計模塊，因此，近年來高效射頻功率放大器的發展迅速，典型的高效模式有D類、E類、F類、逆F類等。通過降低功率管的損耗，使得效率得到明顯的提高，理論效率可以達到100%。其中，E類的輸出晶體管要承受很高的電壓，這與現代集成電路工藝技術的發展趨勢不兼容；并且E類放大器要求驅動信號必須有很快的上升時間，否則會引入額外的損耗。F類功率放大器使用輸出濾波器對晶體管集電極電壓或是電流中的諧波成分進行控制，歸整晶體管集電極的電壓波形或者電流波形，使得它們沒有重疊區，從而減少了開關的損耗，提高了功率放大器的效率[1]。

2 F類功率放大器的工作原理分析

在大多數的F類功率放大器設計中，器件都是偏置在B類或是深AB類，并控制諧波使得器件的輸出電壓成為矩形。在功率管的設計中，集電極看到的基頻阻抗為RL，高階奇次諧波阻抗為無窮大，高階偶次諧波阻抗為0，因此集電極電壓波形將包含有各階奇次諧波成分，它是一個理想的方波。由于各高階偶次諧波阻抗為0，流過開關的電流中僅包含基頻頻率成分和各高階偶次諧波成分，其理想的波形如圖1所示。流過開關的電流中的基頻成分在負載RL上產生輸出功率，而其他的高次諧波成分則由LC并聯諧振網絡短路到地。所以，負載上的電壓波形和電流波形都是理想的正弦波，沒有諧波損耗[2]。實現F類工作的電壓和電流波形的信號，可使用奇次諧波來近似方波，偶次諧波來近似正弦電流波形：

式中，Vdd為電源電壓，Vom為基頻電壓，V3m為三階諧波點的電壓， V5m為五階諧波點的電壓；Idc為直流電流，Iom為基頻電流， I2m為二階諧波點的電流，I4m為四階諧波點的電流，θ=ω0t，ω0=2πf0，f0是基波頻率。

電壓表達式達到最大值和最小值的中間點的位置分別是在θ=π/2，3π/2。最小電壓時的最大平坦度要求在θ= 3π/2偶階導數為0.由于cos（nπ/2）=0，n為奇數時，奇階導數等于0，因此必須定義由式（1）給出的電壓波形的偶階導數。同理，根據最大平坦度要求，電流達到最小值和最大值的點分別是在θ=π/2，3π/2。由于奇階導數等于0，必須以式（2）來定義電流波形的偶階導數，在最小電流的最大平坦度要求θ= π/2時的偶階導數為0。

放大器的效率隨著各種不同電壓和電流諧波成分組合數目的增加而增加。由高階諧波分量構成并提供的電壓波形越平坦，由輸出電流引起的功率耗散就越小。

3 電路設計及仿真結果

3.1 偏置電路

隨著輸入信號的增加，功率放大器會產生負的幅度失真和正的相位誤差。為了有效的補償這種失真，本文應用片上線性化技術，如圖2所示，包括兩個疊加的BE二極管，一個有源偏置的HBT2晶體管，一個電容Cb來短路RF泄漏信號。電容與HBT2晶體管的BE結二極管補償了隨著輸入信號增大而下降的功率管HBT1的基極偏置電壓[3]。線性化的過程為：由于并聯電容Cb，P點在基頻的阻抗變小，從而泄漏到P點的RF功率增加；增加的功率經過HBT2管的基射結整流后的直流電流變大，使得其BE結電壓下降；而這個電壓降正好補償了HBT1管下降的基極偏置電壓。

由于電阻R與串聯連接的D1/D2管的并聯阻抗，在基頻時遠大于Cb的阻抗，所以，在節點P，所有的RF信號通過Cb泄漏到地，穩定了P點的DC電壓。隨著輸入功率的增加，HBT1管需要更多的集電極電流，因此，HBT1管的基極電流必須增加。在直流的意義上來說，由于D1/D2二極管的電流遠遠大于HBT2的基極電流，P點的直流電壓恒定，所有HBT2的基射結的電壓降補償了HBT1的基極偏置電壓的下降[4]。

3.2 輸出匹配網絡的設計

對于任何功率放大器，輸出匹配電路的性能都是關鍵。同樣，輸出匹配網絡是Class F 功率放大器的重點，直接關系到效率這一重要的參數。功率管的輸出經過輸出匹配網絡之后，應整形成為如圖1所示的理想波形[5]。

所設計的輸出匹配電路如圖3所示，前面四個諧振接地電路諧振在2階諧波，后一個諧振電路諧振在3階諧波。其諧波阻抗如圖4所示，仿真圖如實的反應了設計目標。功率管的輸出電壓和電流波形如圖5所示，其中，電流波形出現負脈沖，可認為是余弦脈沖，負脈沖的高度和寬度都隨頻率的升高而增加。這是由少數載流子在基區渡越時間所引起的，或者說是由在基區內的空間電荷儲存效應引起的。當發射極電壓對于基極變成反向偏置時，在基區內儲存的非平衡少數載流子來不及擴散到集電極，又被反向偏置所形成的電場重新推斥到發射極，從而形成負脈沖[6]。

3.3 PA電路的設計

功率放大器采用三級電路結構來實現較大的功率輸出，如圖6所示。第一級為小信號放大級，工作在A類。第二級為驅動級，工作在AB類。第三級為功率級，工作在深AB類或是B類。每一級放大器的偏置電路均采用圖2所示的偏置電路。在片集成了各級間匹配電路。圖7示出了仿真的功率放大器輸出功率和效率。當輸出功率為37.5dBm時，效率達到了70.6%。

4 測試結果

芯片采用InGaP/GaAs HBT工藝制作，圖8為芯片照片，芯片面積為1mm×1.2mm。用安捷倫的信號發生器E4438C和頻譜儀E4440搭建測試平臺，測得PAE與輸出功率的曲線如圖9所示，當輸出功率為37dBm時，芯片效率達到68%，測試結果與仿真結果較為吻合。

5 結論

本文為移動通信設計了一款基于InGaP/GaAs HBT的高效率Class F 射頻功率放大器。當電源電壓為5V，輸出功率為37dBm時，此時放大器效率達到68%。本文設計的輸出匹配電路，明顯改善了輸出匹

（下轉第38頁）

配電路的諧波阻抗，各諧波均小于-40dBm。經測試，仿真結果和測試結果吻合良好。即使在負載失配條件下，芯片仍正常工作。

參考文獻

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[6]. Al Katz, J. Komiak. Student High-Efficiency Power Amplifier Design Competition [J]. IEEE Microwave Magazine, 2007, 8（5）: 92-100.

功率放大器范文4

關鍵詞:寬禁帶半導體; 功率放大器; 附加效率; GaN

中圖分類號:TN95 文獻標識碼:A

文章編號:1004-373X(2010)13-0045-03

Design of GaN Wide-bandgap Power Amplifier with High Efficiency

ZHANG Fang-di1, ZHANG Min1, YE Pei-da2

(1. East China Research Institute of Electronic Engineering, Heifei 230031, China;

2. Key Lab of Information Photonics and Optical Communications, Ministry of Education, School of Telecommunication Engineering,

Beijing University of Posts and Telecommunications, Beijing 100876, China)

Abstract: GaN as one typical representative of the third generation semiconductor materials is considered to be a perfect candidate for high-frequency semiconductor power devices due to its features such as wide bandgap and high critical electric field. By using a loadpull/sourepull method, a S-band GaN wide-bandgap power amplifier (10 W) is designed and fabricated based on the Agilent ADS software to investigate the properties of GaN power amplifier. The design procedure for the power amplifier is illustrated in detail. The power amplifier was tested. The test results show that the output power over 15W and power added efficiency (PAE) above 67% can be realized by the designed amplifier at the range of 2.3～2.4 GHz, and prove that the GaN wide-bandgap power device has the characteristics of high gain and high efficiency.

Keywords: wide-bandgap semiconductor; power amplifier; power added efficiency; GaN

0 引 言

半導體功率器件按材料劃分大體經歷了三個階段。第一代半導體功率器件以Si雙極型功率晶體管為主要代表,主要應用在S波段及以下波段中[1]。Si雙極型功率晶體管在L波段脈沖輸出功率可以達到數百瓦量級,而在S波段脈沖功率則接近200 W。第二代半導體功率器件以GaAs場效晶體管為代表,其最高工作頻率可以達到30~100 GHz。GaAs場效應晶體管在C波段最高可輸出功率接近100 W,而在X波段則可達到25 W。第三代半導體功率器件以SiC場效應晶體管和GaN高電子遷移率晶體管為主要代表。同第一代、┑詼代半導體材料相比,SiC和GaN半導體材料具有寬禁帶、高擊穿場強、高飽和電子漂移速率以及抗輻射能力強等優點,特別適合應用于高頻、高功率、抗輻射的功率器件,并且可以在高溫惡劣環境下工作[2-5]。由于具備這些優點,寬禁帶半導體功率器件可以明顯提高電子信息系統的性能,廣泛應用于人造衛星、火箭、雷達、通訊、戰斗機、海洋勘探等重要領域[6-10]。

本文基于Agilent ADS仿真軟件設計實現一款高效GaN寬禁帶功率放大器,詳細說明設計步驟并對放大器進行了測試,結果表明放大器可以在2.3~2.4 GHz內實現功率15 W以上,附加效率超過67%的輸出。

1 GaN寬禁帶功率放大器的設計

1.1 放大器設計指標

在2.3~2.4 GHz工作頻段內,要求放大器連續波工作,輸出功率大于10 W,附加效率超過60%。

1.2 功率管的選擇

根據放大器要求的設計指標,設計選用的是某進口公司提供的SiC基GaN寬禁帶功率管,其主要性能參數見表1。

1.3 放大器電路設計

圖1為功率放大器原理框圖。圖1中,IMN&Bias和OMN&Bias分別為輸入匹配網絡及輸入偏置電路和輸出匹配網絡及偏置電路,VGS和VDS分別為柵極-源極工作電壓和漏極-源極工作電壓。采取的設計思路是:對功率管進行直流分析確定放大器靜態工作電壓;進行穩定性分析和設計;利用源牽引(Source Pull)和負載牽引(Load Pull)方法確定功率管匹配電路的最佳源阻抗ZS和最佳負載阻抗ZL(ZS和ZL的定義見圖1);根據獲得的源阻抗與負載阻抗進行輸入、輸出匹配電路設計以及偏置電路設計;加工、調試及改版。

表1 GaN功率器件性能參數

頻率范圍Up to 4 GHz小信號增益(最小)14 dB

P3dB輸出功率(最小)13 W效率(P3dB)65%

工作電壓28 V擊穿電壓VBR(最小)84 V

器件結溫(最大)175 ℃熱阻5 ℃/W

圖1 功率放大器原理框圖

1.3.1 直流分析

對功率放大器進行直流分析的目的是通過功率管的電流-電壓(I-V)曲線確定功率管的靜態工作電壓。由于廠家提供了功率管的ADS模型,因此設計中直接利用該模型進行仿真設計(下同)。

圖2為在Agilent ADS軟件中對器件模型進行直流分析的結果。根據廠家給出的器件規格參數以及┩2中的I-V曲線,選用VDS=28 V,VGS=-2.5 V作為放大器的工作電壓。為使放大器能夠實現較高的效率,這里選取靜態電壓讓放大器在C類條件下工作。

圖2 基于ADS模型的功率管I-V曲線

1.3.2 穩定性分析

穩定性是放大器設計中需要考慮的關鍵因素之一,它取決于晶體管的S參數和置端條件。功率放大器的不穩性將產生不希望出現的寄生振蕩,導致結果失真,甚至設計失敗。因此,在進行放大器阻抗匹配電路設計之前,必須進行穩定性分析與設計。

圖3給出了功率管穩定系數隨頻率的變化曲線。圖3中,穩定系數K與D分別定義為:

K=1-S11-S22+D22S12S21 (1)

D=S11S22-S12S21 (2)

從圖3可以看出,在設計頻段內穩定系數K和D分別滿足大于1和小于1的條件,所以功率管為無條件穩定[11]。

圖3 功率管穩定系數隨頻率的變化曲線

1.3.3 源牽引與負載牽引分析

源牽引/負載牽引分析方法原理:放大器在大信號電平激勵下,通過連續變換源阻抗/負載阻抗對功率管進行分析,然后在Smith阻抗圓圖上畫出等功率曲線和等增益曲線,并根據設計要求選擇出最佳源阻抗/最佳負載阻抗準確設計出滿足要求的功率放大器。

分析中選取中心頻率f=2.35 GHz。為準確獲取功率管的最佳源阻抗ZS和最佳輸出阻抗ZL,分析過程中遵循效率優先的策略,并采取如下步驟:

首先,假定ZS(0)=10 Ω進行負載牽引分析獲得ZL(1);然后,根據ZL(1)進行源牽引分析獲得ZS(1);再根據ZS(1)進行負載牽引分析得到ZL(2),…。重復進行源牽引分析與負載牽引分析,直至前后兩次得到的負載阻抗ZL相等或者相差很小為止。

圖4為進行源牽引分析和負載牽引分析得到的功率管輸出功率、附加效率(Power Added Efficiency,PAE)等高線圖。圖4中,功率管的附加效率定義為:

ηPAE=(POUT-PIN)/PDC (3)

式中:POUT,PIN和PDC分別為放大器輸出功率、輸入功率和電源消耗功率;ηPAE代表功率附加效率。

從圖4中可以讀出功率放大器的最佳源阻抗與最佳負載阻抗分別為ZS=2.1-j6.5 Ω與ZL=13+j7.8 Ω。

1.3.4 匹配網絡、偏置電路設計

匹配電路主要用來進行阻抗變換,其最終的目的是為了實現最大的功率傳輸。在仿真設計過程中,首先假設是在理想偏置電路的情況下利用取得的最佳源阻抗和最佳負載阻抗進行輸入、輸出匹配網絡設計,然后根據1/4λ準則進行偏置電路設計,并通過微調電路部分參數使偏置電路滿足射頻扼流的要求。在Agilent ADS軟件中,為使設計能夠準確模擬真實情況,一般需要在電路設計(基于模型的)之后進行RF Momentum優化仿真。┩5為Agilent ADS軟件設計的放大器匹配網絡與偏置電路。圖5中,微波電路基板材料選用的是Rogers公司的RT/duroid 6002板材,介電常數為2.94,厚度為0.254 mm。優化仿真過程中發現:放大器的效率和帶寬是一對矛盾,當效率提高時,帶寬變窄,反之亦然。

圖4 功率管功率、附加效率等高線圖

圖5 匹配網絡與偏置電路

2 指標測試

放大器實物如圖6所示。

圖6 放大器實物圖

對設計的寬禁帶功率放大器進行了測試。測試條件是:連續波工作,漏極電壓VDS=28 V,柵極電壓VGS=-2.5 V。圖7為頻率為2.35 GHz時,放大器輸出功率、附加效率隨輸入功率的變化曲線。由測試結果可知:隨著輸入功率的增大,放大器的輸出功率近似呈線性增大,在26 dBm開始出現飽和;隨著輸入功率的增大,放大器附加效率增大,在27 dBm時達到最大附加效率68.5%。實驗還在2.2~2.6 GHz頻率范圍內(0.5 GHz為步長)測試了放大器的輸出功率和附加效率參數,測試結果如圖8所示。在2.25~2.5 GHz頻率范圍內,放大器輸出功率在10 W以上,附加效率也超過60%。在2.3~2.4 GHz頻率范圍內,輸出功率超過15 W,附加效率超過67%,放大器滿足設計指標。

圖7 輸出功率、附加效率隨輸入功率的變化曲線

圖8 輸出功率、附加效率隨頻率的變化曲線

3 結 語

利用SiC基GaN寬禁帶功率器件設計制作了S波段10 W功率放大器。試驗測試結果表明所設計的放大器在2.3~2.4 GHz內附加效率在67%以上,也證實了寬禁帶器件高效率、高增益的特點。

參考文獻

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功率放大器范文5

關鍵詞：接口 脈寬調制 前置放大 低通濾波

1 緒論

1.1 音頻功率放大器的現狀

進入21世紀以后，各種便攜式的電子設備成為了電子設備的一種重要的發展趨勢。從作為通信工具的手機，到作為娛樂設備的MP3播放器，已經成為差不多人人具備的便攜式電子設備。陸續將要普及的還有便攜式電視機，便攜式DVD等等。所有這些便攜式的電子設備的一個共同點，就是都有音頻輸出，也就是都需要有一個音頻放大器；另一個特點就是它們都是電池供電的，都希望能夠有較長的使用壽命。就是在這種需求的背景下，新型D類放大器被開發出來了。它的最大特點就是它能夠在保持最低的失真情況下得到最高的效率。此音頻功率放大器將被廣泛應用于可攜式產品、家庭AV設備、專業影音、汽車音響、平板電視、媒體播放器筆記本電腦和汽車音箱等多個領域。

音頻放大器不只是在便攜式的設備中需要，在大功率的電子設備中也需要。因為，功率越大，效率也就越重要。而隨著人們的居住條件的改善，高保真音響設備和更高檔的家庭影院也逐漸開始興起。在這些設備中，往往需要幾十瓦甚至幾百瓦的音頻功率。這時，低失真、高效率的音頻放大器就成為其中的關鍵部件。

2 總體設計與分析

2.1 設計任務與基本要求

設計一個基于USB接口的音頻功率放大器，功率放大器的電源電壓是+5V（電路其他部分的電源電壓不限），負載為8Ω電阻。

功率放大器：

（1）3dB通頻帶為300 ～3400Hz，輸出正弦信號無明顯失真。

（2）最大不失真輸出功率≥1W。

（3）輸入阻抗>10kΩ，電壓放大倍數1 ～20連續可調。

（4）低頻噪聲電壓（20kHz以下）≤10mV，在電壓放大倍數為10、輸入端對地交流短路時測量。

2.2 總體設計方案

根據設計任務的要求，本系統中的PWM調制器主要由三角波產生電路和比較器組成，設計采用的高速開關方式由驅動電路和H橋互補對稱輸出電路來實現，利用低通濾波器恢復原音頻信號。

2.3 方案論證與比較

2.3.1 音頻功放類型的選擇

音頻功率放大器設計的核心是功率放大部分，在音頻功率放大器的市場上，存在多種功率放大器如A類、B類、AB類、D類放大器。

（1）A類放大器晶體管總是處于導通狀態，晶體管會變得很熱，大部分功率都浪費在了產生熱量上。 B類放大器效率高于A類放大器，但存在相對較大的信號失真即會產生交越失真，會對聲音的音質破壞嚴重。AB類放大器與B類放大器非常相似，雖然性能有所改善但AB類放大器的效率不如B類放大器高。

（2）新型D類放大器與上述放大器不同，它的兩只晶體管不會在同一時刻導通，因此產生的熱量很少，并且效率極高在理想情況下可達100%，而相比之下AB類放大器僅能達到78.5%，D類放大器的開關工作模式也減少了輸出信號的失真，另外它可以通過所有音頻帶寬內（20Hz至20kHz）的信號，在所有頻率上增益保持不變，同時總諧波失真不超過1%。

通過以上比較，D類放大器不僅大幅度減少了輸出器件的功耗和減少了諧波失真，而且效率幾乎能達到90-95%，故此類功率放大器最好的選擇。

2.3.2 功率放大器實現電路的選擇

功率放大器工作在開關狀態下可以采用脈寬調制（PWM）模式，利用PWM能將音頻輸入信號轉換為高頻開關信號，再經過高速開關電路把輸出的PWM信號變成高電壓、大電流的大功率PWM信號，最后經過低通濾波電路還原成音頻信號。

（1）脈寬調制器（PWM）

采用如圖1所示方式實現。三角波及比較器分別采用通用集成電路，各部分的功能清晰，實現靈活便于調試。若合理的選擇器件參數，可使其在較低的電壓下工作。

圖1 原理方框圖

（2）高速開關電路

① 輸出方式確定。選用H橋型輸出方式（如圖2所示）。此方式可充分利用電源電壓，浮動輸出載波的峰-峰值可達10V，有效地提高了輸出效率，能達到題目所有標要求，故選用此輸出電路形式。

② 開關管的選擇。為提高功率放大器的效率和輸出效率，對它的要求是高速、低導通電阻、低損耗。選用VMOSFET管。VMOSFET管的驅動電路簡單，具有較小的驅動電流、低導通電阻及良好的開關特性，故選用高速VMOSFET管。

（3）濾波器的選擇

采用兩個相同的四階Butterworth低通濾波器，在保證20kHz頻帶的前提下使負載上的高頻載波電壓進一步得到衰減。

功率放大器范文6

關鍵詞：射頻功率放大器；輸出匹配；數據模型；電壓駐波比

中圖分類號：TN722文獻標識碼：B

文章編號：1004-373X(2009)03-075-03

Design of RF Power Amplifier Using MHVIC2115 Device

YU Jiajia LIU Taijun1,2,ZENG Xingbin1,2

(1.Institute of Communication Technology,Ningbo University,Ningbo,315211,China;

2.Ningbo Wireless Communication and Digital Audio Technology Key Laboratory,Ningbo,315211,China)

Abstract：This paper designs a WCDMA drive power amplifiers using MHVIC2115 device.Because there is no circuit model about this device,S1P data model is used to simulate the output match circuit.By adding potentiometers,it can reduce power supply ports of the gate bias circuit and facilitate the following measurement.In order to ground backside source terminal of the device,this paper doesn′t use the grounding holes on the pad,but uses a metal pedestal.This method improves the electrical conductivity,thermal conductivity of the backside source terminal and makes the device installing more convenient.

Keywords：RF power amplifier;output match;data model;voltage standing wave ratio

0 引 言

各種無線通信系統的發展，如GSM,WCDMA,TD-SCDMA,WiMAX和Wi-Fi，大大加速了半導體器件和射頻功率放大器的研究進程。射頻功率放大器在無線通信系統中起著至關重要的作用，它的設計好壞影響著整個系統的性能，因此，無線系統需要設計性能良好的放大器。不同的通信標準中，對放大器的性能指標要求又不一樣。歐洲WCDMA作為3G移動通信主流標準之一［1］，所以對其放大器的研究設計具有很強的工程意義。很多器件廠商針對WCDMA標準，生產出各自的射頻功率管。本文采用飛思卡爾半導體公司的MHVIC2115功率管對其放大器進行設計，利用Advanced Design System軟件進行輸出匹配電路仿真。

1 射頻功率放大器設計

1.1 MHVIC2115介紹

MHVIC2115作為寬帶集成電路，用于基站功率放大器的設計。這個器件采用飛思卡爾最新高壓LDMOS技術，內部集成了三級放大模塊［2］。其工作頻率為1 600~2 600 MHz，而WCDMA的工作頻段為2 110~2 170 MHz，能滿足設計要求。MHVIC2115既可用于輸出級放大器設計也適合驅動級設計。本文設計一個驅動級放大器，其增益大于30 dB，增益平坦度為±0.3 dB，P1 dB為15 W，工作電壓為28 V。因為MHVIC2115為三級集成功率管，其柵極偏置有VGS1,VGS2,VGS3，如圖1所示。

確定使用MHVIC2115器件后，必須對其輸入輸出進行匹配，滿足一定的帶寬、駐波比等要求［3］。考慮到MHVIC2115內部集成了輸入匹配電路，所以輸入端口直接接50 Ω的微帶線。而器件的輸出端并沒有匹配到50 Ω,需要設計相應的輸出匹配電路用來完成器件輸出端口與端接負載間的匹配［4］。為了獲得最大輸出功率或效率，輸出匹配電路把最佳負載匹配到50 Ω。

1.2 MHVIC2115原理圖

參考廠商的datasheet中的原理圖，用Protel畫出相應的原理圖，如圖2所示。

這里對參考設計進行了改進，廠商的參考資料中的柵極偏置VGS1,VGS2,VGS2使用不同的電源端口，而本文使用電位器來調節不同偏置電壓，使用同一個電源VGS。這對于測試來說是非常有利的，可以減少使用直流電壓源的個數，方便調試。需要注意的是,Protel中微帶線無法表示，這里只用普通的導線來代替。

1.3 輸出匹配仿真

對于MHVIC2115器件，由于無法獲取完整的電路

模型，本文利用datasheet中測試的數據進行輸出匹配電路的設計［5,6］。根據與Zout之間的共軛關系，很容易得出器件Zout。然后利用文本編輯器生成一個Zout.s1p［7］。Zout.s1p文件中阻抗值如表1所示。

在ADS中采用S1P數據模型來代替器件的輸出阻抗，把模型路徑設置成Zout.s1p文件對應的路徑。整個輸出阻抗匹配電路［8］如圖3所示，采用微帶線和分立元件來設計。板材采用Arlon AD255，其相對介電常數為2.55，介質厚度為0.762 mm,銅膜厚度為35 μm。

優化前后的結果如圖4所示，優化后S(1,1)小于-24 dB，此時電壓駐波比VSWR小于1.13。由于Zout.s1p只包含了3個頻率點，所以仿真曲線不平滑。

初步仿真后，可以再進行電路參數優化。需要注意，電容值在優化時被設置成連續的變量，但是實際廠商的電容值是離散的。所以在優化仿真之后，要把理想電容值改成離實際電容最近的值，然后再仿真。實際匹配、旁路電容采用AVX廠商的ACCU-P系列［9］的射頻微波電容，該電容Q值高，容差小，等效串聯電阻小，適合放大器設計。

而輸入端口直接接50的微帶線，寬度為2。由于器件引腳的間距小，不允許輸入端口到引腳的微帶線一直為2,需要一個錐形微帶線過渡到引腳。

2 PCB的設計