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電源紋波測試方法范文1

繞組計算對于進行方波轉換的高頻變壓器，其基本設計公式為［4］（式略）式中:N1為變壓器原邊繞組匝數(T);V1為施加在該繞組上的電壓幅值，這里指輸入電壓，V1=27V;B為工作磁通密度，B=3400GS;SC為磁心有效截面積，SC取0．42cm2;f為高頻變壓器工作頻率，f=80×103Hz。由式(1)得N1≈5．9T，取N1為6匝（式略）式中:N2為變壓器副邊繞組匝數(T);V2為變壓器副邊繞組輸出電壓，V2=1250V。由式(2)得N2=277．8T，取N2為278匝。導線線徑計算集膚效應的考慮導線中通過交變電流時會產生集膚效應。由于電流的集膚效應，使導線有效截面積減少，因而導線在交流電作用時的實際電阻將比它在直流電作用時要大［5］。顯然，交變的頻率越高，電阻增大也越多。本電路工作頻率是80kHz，在選擇電流密度和導線線徑時必須考慮集膚效應引起的有效截面積的減少。導線通有高頻交變電流時有效截面積的減少可以用穿透深度Δ來表示。Δ是交變電流沿導線表面開始能達到的徑向深度，它所具有的橫斷面積即為導線的有效截面［6］。Δ隨電流的交變頻率f、導線的導磁率μ以及電導率γ的不同而異，有下述關系（式略）顯然，在選用高頻變壓器原副邊繞組導線線徑時應遵循小于兩倍穿透深度。當使用的導線線徑大于由穿透深度決定的數值時，應知由于集膚效應引起的電阻的增加，以便計算線路壓降和溫升。導線在交變電流下的電阻RAC和直流電阻RDC的比值用Kr來記，有（式略）式中:Kr稱為趨表系數［8］。Kr值的大小不僅與交變電流的頻率有關，而且還與材料的性質、導線的形狀等有關，要精確地計算頗難，在實際應用時通常利用現成的曲線圖表查得。初級線圈線徑計算變壓器最大輸出功率P0=4W，η=85%，則流過（式略）

繞組的繞制要求

高頻變壓器繞制時需要特別注意漏感帶來的影響。漏感將會引起關斷電壓尖峰，雖然可以用RC吸收網絡加以抑制，但最根本的辦法還是在選擇磁芯和繞組繞制時盡可能地減小漏感。無論何種磁芯形狀都應使原副繞組盡可能緊密耦合。對于環形磁芯結構，不管原副邊繞組匝數多少均應沿磁環圓周均勻地分布。

變壓器的屏蔽

處理屏蔽有3類，即電磁屏蔽、靜電屏蔽和磁屏蔽。電磁屏蔽主要是防止高頻電場的影響，利用電磁場在金屬導體內部產生渦流從而起屏蔽作用，因此來自空間的輻射干擾將受到電磁屏蔽的保護。如果將電磁屏蔽接地，則兼有靜電屏蔽的功能。靜電屏蔽是切斷相鄰導體之間的靜電耦合，并且通過分布電容和適當的接地點(或某個對地有固定電位差的授位點)，為干擾提供一個旁路通道。磁屏蔽防止磁耦合，用高導磁率材料將需要屏蔽的地方包起來，以便將磁力線限定在磁阻小的磁屏蔽導體內部，防止擴散到外部去，或者避免外部漏磁闖進來。變壓器的安裝位置及屏蔽方法，對電路的設計至關重要。一個變壓器如不設磁屏蔽，則漏磁不可避免地要和周圍電磁元件發生交連。漏磁在X方向上最顯著，Y方向上最少，。又因漏磁影響與距離平方成反比，所以仔細選擇變壓器的安裝位置對改善漏磁干擾有一定效果。磁屏蔽材料必須具有一定的厚度，否則磁屏蔽不可能徹底［10］。在多種變壓器的安裝方式中選擇兩種典型的方式進行測試對比(兩種電源的原理及所用器件一致)。Ⅰ型高壓電源的輸入插座置于變壓器的X方向上，且距離較近，變壓器未加屏蔽。Ⅱ型高壓電源的輸入插座距離變壓器較遠，不在變壓器X方向上，且變壓器加屏蔽板，屏蔽板厚度為0．5mm，材料為銅。輸入插座為高壓電源提供兩路輸入電壓:一路為控制芯片的工作電壓;另一路為變壓器的供電電源，都為+27V。Ⅰ型高壓電源測試結果芯片工作電源紋波Vp-p=3．6V，工作電源已受到變壓器的干擾，頻率與變壓器工作頻率相同。在芯片工作電源處增加濾波電容，紋波仍然，且未減小。輸出電壓紋波雜亂且不穩定，長時間通電，紋波還會增大。為減小紋波在控制電路及反饋電路中增加濾波電容，但效果不明顯，沒有改觀。Ⅱ型高壓電源測試結果芯片工作電源紋波Vp-p=560mV，波形如圖7所示。紋波只是電源自身及測試線造成的紋波，變壓器對電源測試結果分析從測試結果可看出:Ⅰ型高壓電源+27V工作電源受到一個固定的尖脈沖干擾，這個固定尖脈沖的周期與變壓器的工作周期相同，即便增加濾波電容也無明顯改善，并由此導致板極電壓的紋波大。由此可見輸入電壓插座在變壓器X方向，且變壓器未加屏蔽時對輸入電壓的干擾嚴重，這種干擾很難減弱，并會影響整個電路的正常工作。而Ⅱ型高壓電源+27V工作電源的紋波是由電源自身及測試線引起，幅值很低，對輸出沒有造成影響。改變輸入插座的安裝位置，使其遠離變壓器，并對變壓器進行很好的屏蔽處理，可將變壓器的干擾減少到最小。

電源紋波測試方法范文2

本文介紹在開關模式電源中利用數字電源技術實現省電的方法。輸入線路電壓范圍內的開關頻率控制

開關模式電源的主要功率損耗源包括：開關損耗、磁芯損耗、銅損耗、柵極驅動損耗和流經電容ESR的紋波電流。開關頻率會對這些損耗產生直接影響。本節說明如何優化開關頻率以降低功率損耗，同時保持整體性能不變。

以全橋拓撲結構為例，輸出電感的峰峰值電流紋波為

I=(Vin×D×(1-2 D))／(n×Lo×fsw)　(1)

式中，Vin是輸入電壓；D是占空比；n是匝比；Lo是輸出電感；fsw是開關頻率。

圖1舉例說明了輸出電感電流紋波與輸入電壓的關系?？梢钥闯?，輸出電感電流以非線性方式隨著輸入電壓而變化。為了滿足輸出紋波要求，開關頻率應足夠高，以使最大輸入電壓時的I保持在限值以內，但在大多數輸入電壓情況下，效率無法達到最優水平。

如果我們通過一個算法來使開關頻率發生變化，就可以在線路電壓較低時降低開關頻率。這樣，電源既能實現高效率，又能使輸出電流紋波保持在可接受的范圍內。利用數字電源控制器可以輕松實現這種算法。

自適應死區控制

適當的死區設置對于提高效率十分重要。死區過長，會增大硬開關和體二極管的高導通損耗所引起的功率損耗。死區過短，會增大交叉導通所引起的功率損耗。為了實現高效率，優化死區是必要的。但在不同的工作條件下，死區優化值也不同。例如，在滿負載條件與輕負載條件下，或者在高線路電壓條件與低線路條件下，死區優化值是不同的。

為了解決這一問題，需要引入自適應死區控制功能。一種簡單的解決辦法是根據不同的輸出電流閾值提供多個死區設置。通過對這些設置進行編程，可以優化不同負載條件下的死區。圖2舉例說明了如何根據負載電流設置死區。

輕負載模式和深度輕負載模式

為在整個負載范圍內實現省電，可以將開關電源設置為不同的工作模式，包括正常模式、輕負載模式和深度輕負載模式。在不同的工作模式下，同步整流器采用不同的工作方案。

當電源在中高負載下工作時，使能正常模式。同步整流器與全橋PwM(脈寬調制)通道互補。當負載降為滿負載的20％～30％時，使能輕負載模式。這種模式下，同步整流器仍然有效，但它與全橋PWM通道同相。當負載非常小時，可以使能深度輕負載模式。在這種模式下，同步整流器禁用。

利用負載電流信息，可以為數字電源控制器設置不同的輕負載和深度輕負載閾值。圖3顯示了正常模式、輕負載模式和深度輕負載模式的工作情況。

切相控制

交錯技術可改善電路效率，減小輸出電流紋波，提高有效紋波頻率，降低輸出濾波器電容要求。交錯方法還能顯著降低輸入濾波器電感和電容要求。兩相并行工作可降低滿負載下的導通損耗，但會提高輕負載下的開關損耗。一相關閉時，導通損耗會提高，但開關損耗會降低，從而在輕負載下獲得更高的效率。通過監控輸出電流，可以實現對相數的實時優化。用戶可以更改切相(phase shedding)的負載電流閡值。

在兩相系統中，控制器應能利用交錯相位工作，還能平衡電流并增加相位或進行切相。利用數字控制技術，可以在控制器中輕松實現這些功能。圖4顯示了在輕負載條件下利用切相控制提高效率的實驗測試結果。

冷冗余

在空閑模式和其他低功耗條件下，為了提高系統能效并實現省電，需要引入冷冗余模式。在這種模式下，控制電路僅僅激活省電所需的電源模塊，其他電源模塊關閉，處于待機狀態。一旦負載變大，或者在用電源發生故障，就可以激活冗余電源。

為實現冷冗余，開關電源控制器應能在不同情況下監控系統并控制電源。例如，數字控制器能夠檢測負載和故障條件，然后采用不同的軟啟動時序激活待機電源。與模擬解決方案相比，數字電源技術更靈活，能夠對冷冗余進行智能控制。

電源紋波測試方法范文3

關鍵詞 電源 線性穩定電源 開關型直流穩壓電源

中圖分類號：TN86 文獻標識碼：A

1 電源的分類

直流穩定電源按習慣可分為化學電源，線性穩定電源和開關型穩定電源，它們又分別具有各種不同類型：

1.1 化學電源

我們平常所用的干電池、鉛酸蓄電池、鎳鎘、鎳氫、鋰離子電池均屬于這一類，各有其優缺點。隨著科學技術的發展，又產生了智能化電池；在充電電池材料方面，美國研制人員發現錳的一種碘化物，用它可以制造出便宜、小巧、放電時間長，多次充電后仍保持性能良好的環保型充電電池。

1.2 線性穩定電源

線性穩定電源有一個共同的特點就是它的功率器件調整管工作在線性區，靠調整管之間的電壓降來穩定輸出。由于調整管靜態損耗大，需要安裝一個很大的散熱器給它散熱，而且由于變壓器工作在工頻（50Hz）上，所以重量較大。

這類電源的優點是：（1）電源穩定性及負載穩定性較高，可靠性高；（2）輸出紋波電壓小；（3）瞬態響應速度快；（4）線路結構簡單，便于輸出連續可調的成品，也便于維修；（5）沒有開關干擾。

線性穩壓電源的缺點是：（1）功耗大，效率相對較低，一般只有45%；（2）體積大、較笨重、不能微小型化；（3）必須有較大的濾波電容。

造成這些缺點的原因是：（1）調整管在電源的整個工作中，一直都工作在晶體管的線性放大區，調整管本身的功耗與輸出電流成正比，這樣調制管本身的功耗就會隨電源的輸出功率的增大而增大，使調制管急劇發熱。為了保證管子能正常工作，除選用功率大的管子外，還必須給管子加上較大的散熱片。（2）線性穩壓電源使用了50HZ工頻變壓器，通常，這種變壓器的效率只有80%～90%。這樣不但增加了電源的體積和重量，而且也大大降低了電源的效率。（3）由于線性穩壓電源的工作頻率較低，僅為50HZ，所以要降低輸出電壓中紋波電壓的峰峰值，就必須增大濾波電容的容量。

這類穩定電源又有很多種，從輸出性質可分為穩壓電源和穩流電源及集穩壓、穩流于一身的穩壓穩流（雙穩）電源。從輸出值來看可分定點輸出電源、波段開關調整式和電位器連續可調式幾種。從輸出指示上可分指針指示型和數字顯示式型等等。

1.3 開關型直流穩壓電源

與線性穩壓電源不同的一類穩電源就是開關型直流穩壓電源，它的電路型式主要有單端反激式，單端正激式、半橋式、推挽式和全橋式。它和線性電源的根本區別在于它變壓器不工作在工頻而是工作在幾十千赫茲到幾兆赫茲。功能管不是工作在飽和及截止區即開關狀態；開關電源因此而得名。

開關電源的優點是：（1）體積小，重量輕；（2）功耗小，效率高；（3）穩壓范圍寬；（4）濾波的效率大為提高，使濾波電容的容量和體積大為減??；（5）電路形式靈活多樣，能設計出滿足應用于不同場合的穩壓電源。開關電源相對于線性電源來說紋波較大（一般≤1%VO（P-P），功率調整管工作在開關狀態，它產生的交流電壓和電流會通過電路中的其他元器件產生尖峰干擾和諧振干擾。

2 電壓的相關數值

2.1 負載變化對輸出電壓影響

（1）負載調整率（也稱電流調整率）

在交流電源額定電壓條件下，負載電流從零變化到最大時，輸出電壓的最大相對變化，用百分數表示：

= ？100 / 100

（2）輸出電阻（也稱內阻）

在額定輸出電壓條件下，負載電流變化引起輸出電壓的變化，則輸出電阻為：

= | |

2.2 穩壓系數

穩壓系數有絕對穩壓系數和相對穩壓系數兩種。絕對穩壓系數表示負載不變而輸入交流電壓變化時，穩壓電源輸出直流電壓變化量與輸入交流電壓變化量之比，即：

=

它表示輸入交流電壓變化時，引起的輸出電壓變化量。絕對穩壓系數值越小越好。越小說明同一引起的越小，輸出電壓就越穩定。這種表示方法在工程中常常用到。相對穩壓系數表示負載不變時，穩壓電源輸出直流電壓的相對變化量 / 與輸入交流電壓的相對變化量/之比：

=

電壓調整率表示負載電流為額定值時輸入交流電壓在額定值上下變化 ？10%時，穩壓電源輸出電壓的相對變化量（百分數）：

= ？100 / 100

一般直流穩壓電源的電壓調整率為1%、0.1%、0.01%等。有時也可用絕對值表示。

2.3 電壓調整率

輸入電壓相對變化為？0%時的輸出電壓相對變化量，穩壓系數和電壓調整率均說明輸入電壓變化對輸出電壓的影響，因此只需測試其中之一即可。

2.4 輸出電阻及電流調整率

輸出電阻與放大器的輸出電阻相同，其值為當輸入電壓不變時，輸出電壓變化量與輸出電流變化量之比的絕對值。電流調整率：輸出電流從0變到最大值時所產生的輸出電壓相對變化值。

2.5 紋波電壓

（1）最大紋波電壓。在額定輸出電壓和額定輸出電流條件下，輸出紋波電壓的絕對值大小，通常以峰值或有效值表示。

（2）紋波系數。在額定輸出電壓和額定輸出電流條件下，輸出紋波電壓的有效值Urma與輸出直流電壓之比，即：

= ？100 / 100

總結：電源廣泛應用于科學研究、經濟建設、國防設施等各個方面，與人們生活息息相關。因此，基于電源的重要性，對其進行的分析是具有現實意義的。

參考文獻

[1] 康華光.電子技術基礎（模擬部分）（第5版）. 北京：高等教育出版社，2008.

[2] 康華光.電子技術基礎（數字部分）（第5版）. 北京：高等教育出版社，2008.

電源紋波測試方法范文4

關鍵詞：EMI；DC-DC微型模塊；低熱耗散

開關穩壓器噪聲輻射

有兩種類型的輻射：傳導和輻射。傳導依賴于連接一個產品的導線和走線，因此噪聲局限于設計中的特定終端或連接器，在開發過程中，常?？梢杂昧己玫牟季只驗V波器設計相對較早地保證符合傳導輻射的要求。

輻射則不同。電路板上所有攜帶電流的東西都輻射出電磁場。電路板上的所有走線相當于天線，而所有銅平面都是諧振器。不同于純正弦波或DC電壓的任何信號都產生遍布信號頻譜的噪聲。即使進行了仔細設計，仍然不可能在系統測試之前知道輻射情況有多糟，而輻射測試直到設計基本完成才能正式進行。

那么設計工程師能做的是什么呢?一種方法是采用經過預先測試并已知具有低輻射的器件。使用這些“經過檢驗和認證”的器件可極大提高設計師成功的機會。

任何變化的電流或電壓都會產生電磁(EM)形式的能量。這種能量在蜂窩電話、Pc、醫療掃描儀、汽車、發送器、熒光燈以及電線等中以不同強度出現，且是在一定頻率范圍內定義的強度，強度隨距離而變化。噪聲這個名稱盡管不是一個科學定義的術語，但是在EM能量干擾、中斷或禁止其它電子器件和組件工作時，仍然用噪聲來表示這種能量，它也被稱為電磁干擾或EMI。

濾波器可通過衰減在某一頻率上或一個頻率范圍內的EMI強度來降低EMI。這種能量通過空間傳播(輻射)的部分靠增加金屬或磁屏蔽衰減。依賴于PCB走線(傳導)的部分靠增加鐵氧體珠和其它濾波器來控制。EMI不能消除，但可衰減到一個其它通信和數字組件可接受的水平。此外，幾個監管機構實施了一些標準，以確保符合EMI要求。

超低噪聲DC-DC穩壓器系統級封裝

凌力爾特公司一個新的Dc－DC微型模塊(μModule)穩壓器系列通過在DC-DC穩壓器電路這個源頭衰減傳導和輻射能量。一個DC-DC微型模塊是一個完整的DC-DC系統級封裝，它包括電感器、控制器Ic、MOSFET(或開關組件)、輸入和輸出電容器以及補償電路，這些組件搭建在一個基片上并裝入一個密封的表面貼裝塑料封裝中，就像一個IC一樣。

這個系列已經過鑒定合格的EMI測試機構的評估，并通過了國際規范CISPR22的認證。換言之，這些產品經過檢驗和認證，可實現低噪聲工作。

超低EMI DC-DC微型模塊穩壓器

一個開關穩壓器的噪聲主要由接通和斷開時電流(和電壓)的快速通斷動作所引起。LTM4606和LTM4612作為完整的開關穩壓器系統，用來實現低輸入和輸出噪聲，同時提供開關穩壓器電路的所有優點。表1給出其特性比較。LTM4612與LTM4606類似，但具有更大的輸入和輸出電壓范圍。

在這兩款產品的輸入端上集成了一個輸入高頻電感器，以衰減輸入噪聲。為了進一步衰減低輸出噪聲，這兩款器件內部都安裝了用于MOSFET和噪聲消除網絡的優化柵極驅動器，以減輕噪聲耦合。

輻射EMI噪聲測試結果

LTM4606和LTM4612集成了一種功能，以最大限度地降低輻射EMI噪聲。輸入Ⅱ型濾波器可以減輕從該器件耦合到主輸入總線的噪聲，因此減輕了影響其它電路系統的風險。它還限制傳導噪聲環路。在歐洲，容許的電磁輻射一般由EN55022定義。另一個常用規范是CISPR22，它來自國際機構Comite International Special desPerturbations Radioelectriques。結果顯示，新的DC-DC微型模塊穩壓器具有比CISPR22 ClassB(準峰值)輻射限制低超過12dBμv的裕度，如圖1所示。

一種用于高速SERDES和FPGA I／O的干凈高效的電源

盡管線性穩壓器仍然是在FPGA和AsIc中為I／O線路供電的可行而簡單的解決方案，但隨著以非常高速率(在有些情況下超過8Gbps和高達10Gbps)工作的SERDES(串行器－解串器)的推出，線性穩壓器不得不提供比過去更大的功率。在提供大輸出功率的同時，線性穩壓器要耗散更多熱量。其結果是，器件變得更熱，而熱量管理可能變得昂貴、具有挑戰性并常常變得不切實際。

另外，因為線性穩壓器的電源抑制比(PSRR)在100kHz以上會大幅降低，所以線性穩壓器在從高頻開關穩壓器(如500kHz)中濾除噪聲方面是無效的。由此，鐵氧體珠和Ⅱ型濾波器被加入到線性穩壓器中，以降低高頻噪聲。

諸如新的低噪聲微型模塊穩壓器系列等經仔細設計的開關穩壓器解決方案，不僅能以只相當于線性穩壓器一小部分的熱耗散就提供同樣的輸出功率，還實現了非常低的噪聲性能，因此可用于FPGA或ASIC系統中的高速收發器。

將Dc－Dc微型模塊噪聲性能轉換成抖動和眼圖掃描結果：DC－Dc微型模塊系列經過賽靈思公司檢驗，適用于RocketIO。

用這個超低噪聲Dc－Dc穩壓器系列實現噪聲降低已經顯示了極好的結果。目前，經過幾次測試，這些結果已經轉換到了數字域。根據賽靈思公司設置的試驗，可以得出幾個結論。

眼圖掃描

用來測量收發器眼圖張開度的眼圖掃描結果顯示了良好的質量。如圖2所示，眼圖張開度保證這個DC-Dc微型模塊穩壓器系列提供大電流(能提供高達6A的電流)，而且不會降低眼圖質量。

抖動測試

收發器的性能取決于發送器產生的抖動和接收器的抖動容限。包括LTM4606在內的4個產品都顯示了相當于線性穩壓器且在有些情況下比線性穩壓器還好的值。換句話說，微型模塊對抖動的影響可忽略不計，參見圖3與表2。

紋波

系統設計師用于高速I／O電源的另一個測量指標是電源紋波。更低的紋波是首選。表2還顯示了每個DC-Dc微型模塊在1.0V和1.2V的輸出紋波。與線性穩壓器(LTC3026)的紋波相比，結果有時更好。

結語

結合超低EMI、低熱耗散和緊湊外形的DC-DC解決方案像線性穩壓器一樣簡單，適用于高速I／O和SERDES。

一個創新性DC-DC微型模塊穩壓器系列已經設計出來，用于在高速數據傳輸中關注EMI和／或最低BER的噪聲敏感電子系統。這些器件已經通過獲得認證可進行EMI評估的測試實驗室測試。此外，這個產品系列的一個子集在高速收發器系統上經過測試，以評估其對抖動的影響。

電源紋波測試方法范文5

高效、仿紋波模式、可調開關頻率是新一代SIMPLE SWITCHER的重要特征

SIMPLE SWITCHER操作簡單，適用于設計高效、中等電流量的降壓電源控制器。型號為LM3150、LM3151、LM3152及LM3153的4款控制器采用固定導通時間(COT)的控制方法，因此無需加設外置補償電路，有助于減少外置元件數目，并精簡系統設計。

若采用目前正在申請專利中的仿紋波模式技術，便可采用低等效串聯電阻輸出電容器，其優點是可以進一步縮小設計方案體積，精簡系統設計，以及減少輸出電壓紋波，確保有關電路均可以發揮更高性能。

LM3150的輸出電壓可以按需要而調整，最低可達0.6V，而開關頻率則可高達1MHz。LM3151、LM3152及LM3153等各自均有固定頻率，分別為250kHz、500kHz及750kHz，輸出電流高達12A。每一款控制器都可提供固定的3.3V輸出電壓，輸入電壓則各不相同，但均介于6V～42V之間，而且僅需搭配11顆外置元件，即有助于簡化設計，還可縮小系統體積。

創新的　MOSFET　選擇　工具

MOSFET篩選工具是首套可為開關控制器設計提供的端到端設計工具，其功能包括MOSFET選擇、MOSFET性能優化工具以及系統設計模擬測試等。此套工具儲存了不同供應商的MOSFET產品的規格參數，從而使工程師可以根據熱能參數、功耗及價格尋找并挑選最適用的MOSFET。

如果工程師以效率或方案體積作為系統設計的先決條件，WEBENCH設計工具網頁的優化曲線圖及圖表可讓工程師清楚看到該性能優化決策在不同工作電壓下會對整個設計產生的影響。工程師可以采用不同的頻率、效率、大小作為比較基準，分析并比較MOSFET在不同情況下的功耗，工程師也可分析MOSFET在整個負載電流及輸入電壓范圍內的不同功耗。

電源紋波測試方法范文6

關鍵詞：整流器；旋轉；勵磁系統；電路

中圖分類號：tp271 文獻標識碼：a 文章編號：2095-6835（2014）10-0101-02

隨著發電模塊單機容量大幅度的增加，發電模塊的壽命和可靠性顯得更為重要，而旋轉整流器是無刷勵磁系統（由旋轉整流器（功率二極管）、勵磁機、勵磁調節器等組成）中的重要環節，當遇到過電壓、過電流和其他非正常情況時，旋轉整流器中的功率二極管可能會出現開路或短路故障。當功率二極管開路時，勵磁調節器需要立即增加勵磁電流，來維持勵磁機的輸出，這就可能造成勵磁調節器過勵故障；當功率二極管短路時，有很高的電流流經勵磁機電樞，會導致勵磁機過熱甚至損壞。

為了保證無刷勵磁發電機的正常運行，提高發電模塊的壽命和可靠性，對旋轉整流器進行故障檢測是非常必要的。此外，在發電機運行時，無刷勵磁部分始終處于高速旋轉狀態，各種狀態信號難以直接獲取，使得旋轉整流器的在線故障檢測變得更加困難。因此，必須進行專題研究加以突破，研究出適合于艦用環境的、高可靠性的在線故障診斷模塊。

1 旋轉整流器

旋轉整流器是無刷勵磁同步電機的重要組成部分，它將與同步電機同軸的交流勵磁機發出的三相交流電整流成直流，為同步電機提供勵磁電源，實現同步電機的無刷勵磁。由于旋轉整流器是無刷同步電機內部唯一的電子器件，裝在電機轉軸上，當電機運行時，隨電機轉子一起旋轉，所以，它必須承受較大的離心力和一定的機械振動力；同時，還要承受元件整流所產生的熱應力。旋轉整流器失效，會導致同步電機不能正常運行，因此對旋轉整流器進行設計、對整流元件的性能進行選擇成為了無刷同步電機設計的一個關鍵環節。

2 仿真分析

根據同步發電機數學模型，應用matlab中的simpower systems庫的同步發電機的仿真模塊，它由一個包括阻尼繞組影響的6階狀態方程組來描述，可以較為精確地模擬勵磁機特性，并利用powergui模塊進行諧波分析。

仿真結果如圖1所示，無刷勵磁系統在正常情況下，勵磁機勵磁電流除了直流分量外，還含有少量的6次諧波，其幅值約為直流分量的3.1%.該6次諧波由勵磁機電樞電流的基波電流產生的5次、7次諧波磁勢和5次、7次諧波電流產生的基波磁勢，通過氣隙在勵磁機勵磁繞組上感應而產生的。

旋轉整流器的故障初期表現為一管開路或一管短路。當一只功率二極管損壞后，勵磁機就處于不對稱運行狀態，每相電樞電流都含有大量不對稱的直流、基波、2次諧波和3次諧波等各次諧波分量；而三相電流的各次諧波分量又會在勵磁繞組上感應出相應的諧波分量。如果考慮到旋轉整流器的換相重疊角和發電機勵磁繞組阻抗角的影響，對故障情況下勵磁機勵磁電流的諧波分析則相當復雜。但利用無刷勵磁系統仿真模型進行故障情況下的仿真，可以簡捷、有效地得出諧波分析結果。

從圖1可以看出，一管開路時，勵磁機勵磁電流的2次諧波最大，約為直流分量的9.6%；1次諧波的幅值雖然比2次諧波小，但相差不大，約為直流分量的8.8%；6次諧波的幅值減小為直流分量的2.5%.一管短路時，勵磁機勵磁電流的1次諧波最大，約為直流分量的37.9%；2次諧波的幅值相對較小，約為直流分量的8.7%；6次諧波則減小到直流分量的0.4%.

分析上述數據可以得出以下兩點結論：①旋轉整流器發生故障后，1次諧波、2次諧波幅值增長明顯，6次諧波幅值減小；②當發生一管開路故障時，2次諧波幅值較大；而發生一管短路故障時，1次諧波幅值較大。

3 故障診斷模塊實現方案

通過以上內容可知，在旋轉整流器工作正常時，勵磁機勵磁電流中含高頻小幅紋波。當旋轉整流器出現一只管短路或開路時，勵磁機勵磁電流中含低頻大幅紋波，可以通過實時監測勵磁機勵磁電流中紋波的水平，來判斷旋轉二級管工作狀態；如果旋轉二級管故障，則輸出繼電器信號。該故障診斷模塊的實現有數字電路和模擬電路兩種方案。

3.1 數字電路方案

數字電路實現方案由基于t

ms320f2812芯片的dsp最小系統、勵磁電流采樣電阻、信號調理、led和繼電器等組成。通過采樣電阻、ad芯片采樣勵磁機勵磁電流，并用fft軟件來計算勵磁電流中的諧波，根據其諧波大小，來判斷二級管的相應工作狀態，作出故障顯示和輸出繼電器信號。數字電路方案成本高、性能先進、通信性強，但開發難度大，開發周期較長。

3.2 模擬電路方案

模擬電路實現方案可由勵磁電流采樣電阻、濾波器、自動增益放大器、紋波放大器、led和繼電器等組成。該方案通過采樣電阻采集勵磁機勵磁電流信號，通過濾波器、自動增益放大器、紋波放大器和精密整流器，來抽取旋轉整流器故障診斷用諧波。根據精密整流器輸出大小，來判斷旋轉二級管是否正常工作，并作出相應顯示和輸出繼電器信號。模擬電路方案成本低、性能一般，易于開發且開發周期短。

根據實際需求，考慮研制周期、模塊成本和開發難度等因素，本論文中故障診斷模塊采用模擬電路方案。

4 診斷方案設計

故障診斷模塊與發電機的連接如圖2所示，模塊與勵磁機勵磁繞組、勵磁調節器連接，通過實時監測勵磁機勵磁電流中紋波的水平來判斷其工作狀態。如果旋轉二級管故障，則輸出常開或常閉觸點信號。

故障診斷系統功能結構圖設計如圖3所示，并據此設計電路原路圖。各模塊設計方案如下：①輸入濾波器。采樣電阻r和發電機的勵磁機勵磁繞組相連，當發電機空載時，在采樣電阻上的電壓降經輸入濾波器放大為1 v；在發電機的各種負載情況時，該電壓的變化范圍為1～4 v。②自動增益放大器。由于輸入濾波器的輸出電壓范圍為1～4 v，相應的諧波也會變化，為了避免故障診斷模塊把這種電壓變化診斷為旋轉整流器故障，自動增益放大器根據信號變化自動調節放大器的信號偏置，來使監測電路檢測到的紋波為一固定幅度的信號。③紋波放大器。當旋轉整流器都正常工作時，磁場電流的紋波為小幅值高頻紋波； 當有二級管故障時，該紋波為大幅值低頻紋波（是二級管正常工作時的1/6～1/3）。因此，該紋波放大器起低頻高增益和高頻低增益放大的作用。同時，為了兼容不同的無刷勵磁發電機，該放大器提供了高頻增益的調節電位器，以備用戶調

節使用。④精密整流器。該精密整流器將紋波放大器輸出的紋波整流成直流輸出。⑤反時限定時器。當二極管短路故障時，精密整流器輸出的直流電壓經過反時限定時器。立即驅動報警繼電器動作；當二極管開路故障時，精密整流器輸出的直流電壓經過反時限定時器延時一定時間后。驅動報警繼電器動作。⑥繼電器驅動。繼電器的驅動電路由晶體管等組成。⑦led。自動增益放大器用于顯示勵磁機勵磁電流紋波水平、故障診斷模塊的用戶設定和故障顯示。⑧avr紋波放大器。由于avr輸出的勵磁電壓由脈沖組成，勵磁電流中含有大量紋波，這就使得診斷旋轉二級管的開路故障較為困難。為了消除avr這種固有紋波的影響，在模塊中，avr電壓輸出的f+端經過濾波器，零點調節，avr紋波放大器后，輸出信號到輸入濾波器，以消除由于avr輸出的勵磁電流中固有紋波的影響。⑨電源。整個模塊的電源由變壓器-整流器-晶體管組成典型的供電電源。

5 結束語

本論文用matlab對勵磁機勵磁電流的諧波成分進行仿真研究，通過比較數字電路和模擬電路兩種方案，設計了模擬電路方案以檢測其諧波來實現旋轉二級管故障診斷，方案易于實現、成本低。在今后的研究中，還應該在現有matlab離線仿真模型的基礎上，建立在線仿真試驗平臺，用于故障診斷模塊的試驗和測試；同時，還可以利用小型發電機和二極管整流橋等試驗設備，來模擬旋轉整流器一管開路、一管短路等故障，以進行故障診斷模塊的動模試驗。

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