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開(kāi)關(guān)電源的設(shè)計(jì)與仿真范文1
關(guān)鍵詞：穩(wěn)流； 開(kāi)關(guān)電源； 控制系統(tǒng)； PSpice
在實(shí)際的應(yīng)用過(guò)程中，很多的電氣設(shè)備都對(duì)電源提出了穩(wěn)流的要求。而在進(jìn)行穩(wěn)流的過(guò)程中，傳統(tǒng)的穩(wěn)流電源一般都是通過(guò)利用線性電源或者是相控電源來(lái)達(dá)到目的，存在著效率低、體積大、響應(yīng)速度跟不上、對(duì)電網(wǎng)污染大以及可靠性較差的特點(diǎn)。下面將PWM電源控制器UCC3895對(duì)中、大功率全橋移相軟開(kāi)關(guān)控制的恒流型開(kāi)關(guān)電源的控制系統(tǒng)進(jìn)行設(shè)計(jì)，并利用電子仿真軟件——PSpice進(jìn)行仿真分析。
全橋移相 PWM電源控制器屬于一種應(yīng)用范圍極為廣泛且能夠很好的勝任較高直流電壓、較大輸出功率，同時(shí)還需要將電源與負(fù)載完全隔離開(kāi)來(lái)的電源變換器。該種拓?fù)淇梢酝ㄟ^(guò)利用功率開(kāi)關(guān)的結(jié)電容以及變壓器的漏感形成諧振，進(jìn)而實(shí)現(xiàn)零電壓開(kāi)關(guān)的目的。整個(gè)過(guò)程中不需要附加其他的設(shè)備，不會(huì)增加電路的設(shè)計(jì)成本，而且能夠保證其具有較大的開(kāi)關(guān)范圍。同時(shí)，由于傳統(tǒng)穩(wěn)流電源一般都采用單環(huán)反饋的方式進(jìn)行控制，在提高開(kāi)關(guān)電源性能指標(biāo)方面具有一定的局限性。因此，在這里采用雙閉環(huán)控制的方式，不但建立起開(kāi)關(guān)電源的小信號(hào)模型，而且還給整個(gè)反饋環(huán)電路設(shè)計(jì)一個(gè)有效的補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)，選用UCC3895作為主控制芯片，最終實(shí)現(xiàn)雙閉環(huán)穩(wěn)流型開(kāi)關(guān)電源控制系統(tǒng)。
1 穩(wěn)流型開(kāi)關(guān)電源的基本原理
采用的雙閉環(huán)穩(wěn)流型開(kāi)關(guān)電源的系統(tǒng)整體示意圖如下圖1所示。其中，三相交流輸入在通過(guò)不可控整流橋、全橋逆變，高頻降壓以及二次全波整流和濾波之后，得到了應(yīng)用過(guò)程中需要的直流輸出。同時(shí)，該系統(tǒng)當(dāng)中采用了頻率為20KHz 的整流器。其中的MOSFET能很好的適應(yīng)高頻、中小功率的應(yīng)用場(chǎng)合，而且主電路都采用了IGBT作為主功率開(kāi)關(guān)。該系統(tǒng)當(dāng)中的副邊輸出整流結(jié)構(gòu)沒(méi)有采用傳統(tǒng)的全橋整流，而是采用全波整流，這能很好的適應(yīng)低壓大電流的情況。
該雙閉環(huán)控制電路的設(shè)計(jì)思想是：將電流反饋環(huán)作為電路的外環(huán)，而將電壓反饋環(huán)作為電路的內(nèi)環(huán)，之后利用之將輸出電流轉(zhuǎn)化成為電壓 ，再將放大器正相端的電流基準(zhǔn)與反相端進(jìn)行對(duì)比，將兩者的輸出送至UCC3895的運(yùn)算放大器中，將之作為控制器正相端的基準(zhǔn)電壓，再次與反向端的輸出電壓獲得的采樣信號(hào)電壓 進(jìn)行對(duì)比，將輸出的信號(hào)送到芯片內(nèi)部的比較器，將之與三角波進(jìn)行對(duì)比，最終得到以方波形式表現(xiàn)的占空比變化，實(shí)現(xiàn)對(duì)全橋變換器的控制。
2 全橋移項(xiàng)PWM DC/DC 變換器閉環(huán)小信號(hào)系統(tǒng)模型
為了有效的避免主電路給控制電路信號(hào)帶來(lái)的干擾，應(yīng)該將主電路與控制電路進(jìn)行電氣隔離，同時(shí)滿足控制精度的相關(guān)要求。在應(yīng)用中、大型移相全橋DC／DC電源變換器的電路當(dāng)中，應(yīng)該采用霍爾電流傳感器，將之直接串接在逆變主變壓器的原邊、輸出濾波負(fù)載支路以及直流輸入母線的返回端的支路上。但是對(duì)于那些對(duì)于電源的穩(wěn)流特性高的恒定電源而言，電流傳感器最好設(shè)置在負(fù)載支路上，這樣可以有效的提高當(dāng)負(fù)載擾動(dòng)存在時(shí)依然可以實(shí)現(xiàn)較靈敏的響應(yīng)速度。而在進(jìn)行電流采樣時(shí)，當(dāng)設(shè)置在負(fù)載支路之上時(shí)，電流源型移相全橋DC／DC變換器小信號(hào)閉環(huán)系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)示意圖如下圖2所示。
3 穩(wěn)流源控制系統(tǒng)設(shè)計(jì)
3.1 電流源型閉環(huán)小信號(hào)控制系統(tǒng)調(diào)節(jié)元件參數(shù)設(shè)計(jì)
由于電流源型閉環(huán)小信號(hào)控制系統(tǒng)屬于二階系統(tǒng)，并且其輸出的濾波參數(shù)LC一般較大，其頻率參數(shù) 則較低。這時(shí)，系統(tǒng)在頻率中段以-40 dB/dec的斜率穿過(guò)零分貝線。假若采用的是PI調(diào)節(jié)元件，那么可以通過(guò)減少穩(wěn)態(tài)誤差來(lái)實(shí)現(xiàn)；若想增加系統(tǒng)的響應(yīng)速度和靈敏度，則可以增加比例系數(shù)來(lái)實(shí)現(xiàn)。但是，這樣將使得系統(tǒng)不夠穩(wěn)定，導(dǎo)致系統(tǒng)的控制能力下降。為了確保系統(tǒng)達(dá)到性能基本穩(wěn)定、動(dòng)態(tài)性能達(dá)到要求的目的，在保證控制系統(tǒng)幅頻特性的基礎(chǔ)上，利用PID調(diào)節(jié)元件來(lái)實(shí)現(xiàn)這些要求。這里假設(shè)PID調(diào)節(jié)元件的傳遞函數(shù)是：
其中： 、 、 分別表示比例系、積分校正以及微分校正中用到的時(shí)間常數(shù)。
中包含有兩個(gè)零點(diǎn)需要確定，根據(jù)開(kāi)環(huán)的波德圖，其中的一個(gè)零點(diǎn)應(yīng)該設(shè)置在濾波過(guò)程中的諧振角頻率處，此時(shí) ；而另外一個(gè)零點(diǎn)應(yīng)該設(shè)置在上一個(gè)零點(diǎn)的1/3角頻率處，也就是 處。此時(shí)， ，而
而比例系數(shù)K則可以根據(jù)波德圖進(jìn)行對(duì)應(yīng)的調(diào)整，確保系統(tǒng)在穩(wěn)定的情況下盡量增加其整體相應(yīng)速度。
3.2 穩(wěn)流電源控制電路設(shè)計(jì)
UCC3895屬于一種全橋移相的PWM電源開(kāi)關(guān)控制器件，其功能較為完善，能夠自適應(yīng)死區(qū)的功能和軟啟動(dòng)/關(guān)斷的基本能力，能夠較好的實(shí)現(xiàn)對(duì)全橋主電路的軟開(kāi)關(guān)工作控制。此處將該芯片作為穩(wěn)流電源的控制器，包括對(duì)時(shí)鐘和鋸齒波的形成、電氣隔離、電壓電流采樣等控制子模塊，對(duì)輸出電流進(jìn)行采樣反饋之后形成閉環(huán)電流。同時(shí)，在對(duì)輸出電壓及其母線電流進(jìn)行采樣之后，可以完全實(shí)現(xiàn)對(duì)過(guò)流、過(guò)壓現(xiàn)象的保護(hù)，其控制電路圖如下圖3所示。
在圖3中，自適應(yīng)死區(qū)的延時(shí)功能將和ADS、CS以及DELAB、DELCD等信號(hào)針腳的設(shè)置相關(guān)，其處于最大延時(shí)模式時(shí)， 為開(kāi)路，這時(shí)， ，而ADS針腳的電壓為 ，兩橋臂的極限死區(qū)時(shí)間分別為： ， 。
在圖3中， 表示負(fù)載電流檢測(cè)電路的輸出電壓，而 、 分別表示輸出電壓和母線電流在采用隔離電路后的電壓和電流，這樣可以滿足工業(yè)現(xiàn)場(chǎng)對(duì)于電流源的輸出特性的要求，且實(shí)現(xiàn)對(duì)過(guò)流與過(guò)壓的保護(hù)作用。
4 穩(wěn)流型開(kāi)關(guān)電源控制系統(tǒng)仿真
這里采用PSpice電子仿真軟件對(duì)上述設(shè)計(jì)的控制系統(tǒng)進(jìn)行仿真。仿真過(guò)程中將擾動(dòng)模擬為：t=2.5ms時(shí)輸出電壓從500V下降至400 V，而當(dāng)t=4ms時(shí)，系統(tǒng)的負(fù)載電阻R從40 Ω下降到20Ω，其具體的仿真結(jié)果如下圖4所示。其中，曲線1和2分別表示調(diào)節(jié)器的輸出電壓值以及輸出濾波的電感電流的波形圖；而曲線3和4則表示 以及輸出電流 的波形。
通過(guò)仿真結(jié)果的分析，以小信號(hào)模型為基礎(chǔ)設(shè)計(jì)的控制器能夠在電源電壓擾動(dòng)較大以及電源自身啟動(dòng)擾動(dòng)的情況下穩(wěn)定的工作。當(dāng)負(fù)載突然變化時(shí)，系統(tǒng)可能出現(xiàn)不穩(wěn)定的情況，導(dǎo)致調(diào)節(jié)元件出現(xiàn)輸出極值的問(wèn)題。但是，依然可以通過(guò)利用PWM控制器對(duì)電路的固有限幅特性進(jìn)行調(diào)節(jié)，能夠使得系統(tǒng)從非線性控制狀態(tài)進(jìn)入到線性的控制狀態(tài)，基本實(shí)現(xiàn)對(duì)電源的技術(shù)要求。
5 結(jié)束語(yǔ)
開(kāi)關(guān)電源廣泛應(yīng)用于工業(yè)自動(dòng)化控制、電力電子設(shè)備及其它多個(gè)領(lǐng)域。隨著電力電子技術(shù)的高速發(fā)展，其發(fā)展也將趨向于高頻、高可靠、低功耗、抗干擾和模塊化。本文淺談了穩(wěn)流型開(kāi)關(guān)電源的控制系統(tǒng)，對(duì)其電路組成以及數(shù)學(xué)模型進(jìn)行了分析和研究，雖然穩(wěn)流型開(kāi)關(guān)電源應(yīng)用相對(duì)沒(méi)有穩(wěn)壓型開(kāi)關(guān)電源廣泛，但伴隨著更多領(lǐng)域中的需求，其作用也是不容忽視的，其優(yōu)點(diǎn)也將更廣泛地得到認(rèn)識(shí)與應(yīng)用。
參考文獻(xiàn)
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開(kāi)關(guān)電源的設(shè)計(jì)與仿真范文2
摘要：本文設(shè)計(jì)了一種應(yīng)用于AC/DC開(kāi)關(guān)電源芯片的片內(nèi)電源電路。該電路輸入電壓范圍110V～220V，輸出電壓穩(wěn)定在約5.8V。本電路僅在開(kāi)關(guān)電源芯片中功率開(kāi)關(guān)關(guān)斷的半周期，通過(guò)高壓JFET抽取外部電源電能給儲(chǔ)能電容充電，來(lái)維持輸出電壓的穩(wěn)定，具有輸入電壓范圍廣，電路結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單的特點(diǎn)。通過(guò)HSPICE仿真實(shí)驗(yàn)，取得預(yù)期的效果。
關(guān)鍵詞：片內(nèi)電源；AC/DC開(kāi)關(guān)電源；低功耗
片內(nèi)電源電路是集成在半導(dǎo)體芯片內(nèi)部的電源模塊。其作用主要是從外部電源(例如220V市電)中獲取電能，并把能量轉(zhuǎn)化芯片內(nèi)部其它模塊可接受的穩(wěn)定直流電平，給內(nèi)部其它模塊供電。目前，片內(nèi)電源在紋波幅度、調(diào)整范圍、功耗等技術(shù)指標(biāo)上還不能達(dá)到外部電源的水平，但是，片內(nèi)電源具有設(shè)計(jì)指標(biāo)靈活、成本低廉、可集成等外部電源不可比擬的優(yōu)勢(shì)。因此，片內(nèi)電源將會(huì)成為未來(lái)電源的另一個(gè)發(fā)展方向。
1電路結(jié)構(gòu)及功能分析
如上圖1所示，是本文設(shè)計(jì)的應(yīng)用于AC/DC開(kāi)關(guān)電源芯片的片內(nèi)電源電路整體結(jié)構(gòu)。Vin為片內(nèi)電源電路的輸入端口，220V的交流電源經(jīng)過(guò)半橋整流濾波后通過(guò)此端口輸入。BP為片內(nèi)電源電路的輸出端口，輸出一恒定電壓Vout為AC/DC開(kāi)關(guān)電源芯片的其它子模塊供電。Gate為AC/DC開(kāi)關(guān)電源芯片中功率MOSFET柵驅(qū)動(dòng)信號(hào)，為高時(shí)功率MOSFET導(dǎo)通，為低關(guān)斷。輸入檢測(cè)信號(hào)為本片內(nèi)電源電路的欠壓保護(hù)信號(hào)，當(dāng)Vin低于110V時(shí)片內(nèi)電源停止工作對(duì)開(kāi)關(guān)電源芯片進(jìn)行保護(hù)。
在AC/DC開(kāi)關(guān)電源芯片工作過(guò)程中，每個(gè)時(shí)鐘周期對(duì)片內(nèi)電源模塊輸出電壓Vout進(jìn)行檢測(cè)，如果輸出電壓低于設(shè)計(jì)要求，并且開(kāi)關(guān)電源芯片其它保護(hù)模塊輸出正常的情況下，在Gate為低的半周期對(duì)輸出端電容C0充電，直到輸出電壓滿足設(shè)計(jì)要求，停止充電，從而使輸出電壓保持恒定。本功能由上圖1所示的充電控制部分和模擬充電部分來(lái)實(shí)現(xiàn)。充電控制部分包括：輸出電壓檢測(cè)模塊，數(shù)字邏輯控制模塊。模擬充電模塊包括高壓JFET，MN1，MN2，電阻R0，儲(chǔ)能電容C0。
充電控制模塊是本電路設(shè)計(jì)的重點(diǎn)難點(diǎn)，其具體設(shè)計(jì)過(guò)程如下：
1.1輸出電壓檢測(cè)模塊的設(shè)計(jì)
輸出電壓檢測(cè)模塊電路如下圖2所示，BP端輸出電壓Vout經(jīng)過(guò)電阻網(wǎng)絡(luò)分壓后產(chǎn)生3路輸出D1，D2，D3，這三路輸出分別輸入到COM2，COM1，COM3三路比較器中，與基準(zhǔn)電壓進(jìn)行比較。COM1輸出欠壓信號(hào)A5，欠壓為高，不欠壓為低。COM2輸出過(guò)壓信號(hào)A6，過(guò)壓為高，不過(guò)壓為低。COM3的輸出控制泄流支路，當(dāng)Vout (BP電壓)高于7V時(shí)，給電容C0提供一條泄流通路，使BP電壓低于7V，對(duì)電路進(jìn)行保護(hù)。
1.2數(shù)字邏輯控制模塊的設(shè)計(jì)
數(shù)字邏輯控制模塊電路如下圖3所示，A5，A6為輸出電壓檢測(cè)模塊對(duì)BP端口電壓檢測(cè)后輸出的欠壓信號(hào)，過(guò)壓信號(hào)；A7為A5，A6經(jīng)過(guò)寄存器后產(chǎn)生的中間信號(hào)，X1為輸入電壓的檢測(cè)信號(hào)，正常為低，當(dāng)輸入電壓過(guò)低(X1為高)時(shí)，片內(nèi)電源停止工作對(duì)開(kāi)關(guān)電源芯片進(jìn)行保護(hù)。
Gate為AC/DC開(kāi)關(guān)電源芯片中功率管的柵控制信號(hào)，本片內(nèi)供電模塊僅在功率管關(guān)斷的時(shí)間進(jìn)行充電。Regulator為過(guò)壓欠壓邏輯單元模塊的輸出信號(hào)，它來(lái)控制模擬充電部分對(duì)儲(chǔ)能電容充電。片內(nèi)電源在從上電到系統(tǒng)穩(wěn)定需要經(jīng)過(guò)以下三種工作狀態(tài)：
① 狀態(tài)1：儲(chǔ)能電容電壓Vout低于4.8V。
過(guò)壓欠壓電路的輸出A5=1，A6=0。
經(jīng)過(guò)RS觸發(fā)器，得出A7=1，上支路的輸出為1。
于是Regulator信號(hào)輸出由上支路決定，始終為0。儲(chǔ)能電容從0充電會(huì)一直充至4.8V而不受各內(nèi)部信號(hào)的影響。
② 狀態(tài)2：儲(chǔ)能電容電壓Vout充至略大于4.8V。
過(guò)壓欠壓電路的輸出A5，A6由狀態(tài)1的10轉(zhuǎn)換成00。此時(shí)RS觸發(fā)器為保持狀態(tài)，于是A7保持為1，上支路的輸出由1變?yōu)?。此時(shí)Regulator由下支路決定，若X1=1(輸入電壓Vin過(guò)低)，Regulator=1(不充電)；若X1=0(輸入電壓Vin正常)，則Regulator由Gate信號(hào)決定。所以儲(chǔ)能電容達(dá)到4.8V后，若X1信號(hào)為1，儲(chǔ)能電容將不再充電。若X1信號(hào)為0，儲(chǔ)能電容在功率管關(guān)斷周期充電，可充至5.8V。
③ 狀態(tài)3：儲(chǔ)能電容電壓由Vout由繼續(xù)升高，大于5.8V時(shí)。
當(dāng)狀態(tài)2最后一種情況Regulator由Gate決定，Vout充電至大于5.8V時(shí)。過(guò)壓欠壓電路的輸出A5，A6由狀態(tài)2的00轉(zhuǎn)換成01。經(jīng)過(guò)RS觸發(fā)器A7信號(hào)要改變?yōu)?，下支路A7與X1的與非使得X1對(duì)Regulator無(wú)影響。A6經(jīng)過(guò)反向器后的0信號(hào)使得Gate對(duì)Regulator也沒(méi)有了影響。此時(shí)Regulator輸出完全由A5，A6，A7來(lái)決定，輸出為1(不充電)，直到儲(chǔ)能電容的電壓回落至5.8V以下。
2仿真結(jié)果
仿真條件：本文采用CSMC 700V BCD工藝庫(kù)和HSPICE進(jìn)行仿真，Vin電壓從0V上升到300V，然后維持穩(wěn)定。
仿真結(jié)果如右圖4所示：當(dāng)Vin從0V上升到300V的過(guò)程中，A5，A6狀態(tài)從10轉(zhuǎn)換到00再轉(zhuǎn)換到01，當(dāng)芯片穩(wěn)定工作時(shí)其在00，01之間轉(zhuǎn)換從而維持輸出穩(wěn)定在5.8V，達(dá)到設(shè)計(jì)要求。
3結(jié)束語(yǔ)
本文設(shè)計(jì)了一種新型的片內(nèi)電源電路，具有功耗低，輸入電壓范圍廣，電路結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單等特點(diǎn)。適用于各種開(kāi)關(guān)電源芯片進(jìn)行片內(nèi)供電。通過(guò)電路仿真，本電路設(shè)計(jì)滿足設(shè)計(jì)要求。
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開(kāi)關(guān)電源的設(shè)計(jì)與仿真范文3
【關(guān)鍵詞】波特圖;電流型開(kāi)關(guān)電源;高效率;建模
Abstract：In this paper，a synchronous buck type switching power supply is modeling based on MATLAB tools.Respectively based on the model of current loop and voltage loop，combined with the simulation to predict the parameters of the switching power supply，accurately map out two loop of the potter，so as to get the current inner loop and voltage outer loop compensation parameters，shorten the development cycle.
Keywords：Bode plot;current mode switching power supply;high efficiency;modeling
1.引言
同步峰值電流型開(kāi)關(guān)電源有兩個(gè)環(huán)路，電流內(nèi)環(huán)完成電流采樣，電壓外環(huán)完成電壓采樣，根據(jù)采樣結(jié)果穩(wěn)定輸出電壓。當(dāng)占空比大于50%時(shí)，電流環(huán)容易產(chǎn)生次諧波振蕩，因此必須加入斜坡補(bǔ)償環(huán)節(jié)。基于Matlab工具，本文提出了兩種得到電流型開(kāi)關(guān)電源斜坡補(bǔ)償斜率的方法[1]，并基于該方法設(shè)計(jì)了一款同步降壓型峰值電流模式的開(kāi)關(guān)電源。另外，本文創(chuàng)新新性地提出了脈寬跳周期方式有效地提高了電源輕載效率。
2.小信號(hào)模型
本文設(shè)計(jì)的同步峰值電流模開(kāi)關(guān)電源小信號(hào)模型如圖1所示[2-4]。該模型已經(jīng)包括了元件，其中 Ri和He（s）是電流反饋小信號(hào)模型;Fm是占空比調(diào)節(jié)模型，包括了斜率補(bǔ)償部分;Kf為前饋增益項(xiàng)，Kr為反饋增益項(xiàng)，用來(lái)描述輸入輸出電壓變化對(duì)系統(tǒng)的影響;Fc（s）是補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)模型;PWM調(diào)制部分為等效的開(kāi)關(guān)模型。
Ri、He（s）、Fm、PWM開(kāi)關(guān)模型組成電流內(nèi)環(huán)，輸出電壓、Kr/Fc（s）、Fm、PWM開(kāi)關(guān)模型組成電壓外環(huán)。電流內(nèi)環(huán)采樣輸出電流并轉(zhuǎn)換成電壓值，再與電壓外環(huán)采樣到的電壓值共同輸入到脈寬調(diào)制模塊實(shí)現(xiàn)穩(wěn)壓[5，6]。
圖1 峰值電流型開(kāi)關(guān)電源小信號(hào)模型
2.1 電流環(huán)路增益
電流環(huán)路增益的頻率響應(yīng)直接反應(yīng)著電流內(nèi)環(huán)的穩(wěn)定性，因此首先需要確定電流內(nèi)環(huán)的傳遞函數(shù)，再運(yùn)用Matlab工具，繪制出波特圖，通過(guò)觀察增益裕度和相位裕度來(lái)判斷系統(tǒng)是否穩(wěn)定，由此來(lái)得到補(bǔ)償斜率。在計(jì)算電流環(huán)路增益時(shí)，可以把控制電壓Vc看成是恒定值，小信號(hào)等效電路中其值可以忽略;輸入電源電壓的擾動(dòng)Kf也為零，Kr的反饋環(huán)路僅僅在非連續(xù)電流模式的低頻范圍內(nèi)有效，因此Kr支路也可去掉，此時(shí)小信號(hào)模型變?yōu)閳D2所示。
圖2 電流環(huán)路小信號(hào)模型
從Fm處斷開(kāi)后，由文獻(xiàn)[7]可知，電流環(huán)路增益可以表示為：
（1）
其中（1）式中各隱含項(xiàng)如下列式子所示：
（2）
（3）
（4）
（5）
（6）
以上各式中，Se是斜坡補(bǔ)償信號(hào)斜率，Sn是電感電流上升沿斜率，L是輸出電感，C是輸出電容，R是負(fù)載電阻，Rc是電容ESR，Ts是系統(tǒng)工作頻率對(duì)應(yīng)的周期，到此為止（1）式中所有的量的物理意義都已經(jīng)明確，根據(jù)電源的設(shè)計(jì)指標(biāo)占空比為0.545，則為0.455，負(fù)載1.8歐，TS為0.5us，Rc為0.5歐，L為1uH，C為28nF。因此上式只有Mc未知，而Mc的取值決定了系統(tǒng)穩(wěn)定性。尋求電流環(huán)增益的目的正是為了能方便地找到Mc的值，從而確保閉環(huán)以后不會(huì)發(fā)生次諧波振蕩。利用Matlab仿真得到（1）式波特圖如圖3所示。
由圖3中可以看到，當(dāng)Mc=1，也就是沒(méi)有加入斜坡補(bǔ)償時(shí)，其增益裕度幾乎為0dB，相位裕度也不到45度，因此系統(tǒng)是不穩(wěn)定的。而隨著Mc增大，電流環(huán)路的相位裕度也增大，當(dāng)Mc=2時(shí)，相位裕度達(dá)到55度左右。Mc越大，相位裕度越高，統(tǒng)越穩(wěn)定，但系統(tǒng)的直流增益會(huì)隨之下降，影響響應(yīng)速度。在設(shè)計(jì)電路時(shí)就可以根據(jù)圖3的結(jié)果，合理地選取Mc的大小，從而確定斜坡補(bǔ)償電路的斜率Se。
圖3 電流環(huán)路增益波特圖
2.2 控制到輸出環(huán)路增益
圖4 控制到輸出的傳遞函數(shù)模型
除了用電流環(huán)路增益來(lái)預(yù)測(cè)Mc，我們還可以用控制到輸出的傳遞函數(shù)進(jìn)行預(yù)測(cè)。推導(dǎo)從控制到輸出的增益表達(dá)式時(shí)，應(yīng)將電流內(nèi)環(huán)閉合，同時(shí)將輸入擾動(dòng)設(shè)為0，即將前饋?lái)?xiàng)環(huán)路去掉，保留其它反饋環(huán)路，如圖4所示。可以推導(dǎo)出控制到輸出的傳遞函數(shù)為：
（7）
（7）式中Ri為采樣電阻，其它各項(xiàng)物理意義已經(jīng)在2.1給出說(shuō)明。為了分析方便，把（7）式改寫(xiě)為：
（8）
其中：
（9）
（10）
（11）
（12）
可以看出，有一個(gè)零點(diǎn)和一個(gè)極點(diǎn)，決定低頻特性，將隨補(bǔ)償系數(shù)增大而增大;與采樣性能有關(guān)，提供了位于開(kāi)關(guān)頻率一半處的極點(diǎn)對(duì)，其品質(zhì)因數(shù)與占空比D和補(bǔ)償系數(shù)Mc成反比關(guān)系，由此也可以看出補(bǔ)償斜率越大，雖然系統(tǒng)越穩(wěn)定，但品質(zhì)因數(shù)也降低了。把（6）式的波特圖用Matlab繪制出如圖5所示。
從圖中可以看到當(dāng)沒(méi)有斜坡補(bǔ)償時(shí)（Mc=1），1MHz頻處表現(xiàn)出單極點(diǎn)響應(yīng)，這與理論推測(cè)的一樣。在開(kāi)關(guān)頻率一半處（尖峰處）存在一個(gè)品質(zhì)因數(shù)很高的極點(diǎn)對(duì)，將導(dǎo)致潛在的不穩(wěn)定性。當(dāng)Mc=2時(shí)，就很好地抑制了極點(diǎn)對(duì)的影響，提高了系統(tǒng)的穩(wěn)定性。圖5的仿真結(jié)果與圖3得出的結(jié)論幾乎一致，那就是系統(tǒng)的補(bǔ)償斜率Mc=2幾本可以保證電流內(nèi)環(huán)的穩(wěn)定，因此在設(shè)計(jì)開(kāi)關(guān)電源時(shí)，本系統(tǒng)設(shè)計(jì)補(bǔ)償斜率Se與電感電流上升斜率Sn一樣便可保證系統(tǒng)的穩(wěn)定性，避免了盲目地去設(shè)置補(bǔ)償斜率以及過(guò)補(bǔ)償?shù)膯?wèn)題，減少了開(kāi)關(guān)電源的設(shè)計(jì)周期。
圖5 控制到輸出波特圖
3.結(jié)束語(yǔ)
全文完整地?cái)⑹隽巳绾螐慕５慕嵌葘?duì)開(kāi)關(guān)電源電路設(shè)計(jì)進(jìn)行預(yù)測(cè)與簡(jiǎn)化。運(yùn)用Matlab仿真工具，從電流環(huán)路增益以及控制到輸出傳遞函數(shù)波特圖這兩種角度簡(jiǎn)單地得到了系統(tǒng)需要的補(bǔ)償斜率;為工程人員進(jìn)行開(kāi)關(guān)電源設(shè)計(jì)提供了參考依據(jù)。
參考文獻(xiàn)
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開(kāi)關(guān)電源的設(shè)計(jì)與仿真范文4
【關(guān)鍵詞】低功耗；電流模式；開(kāi)關(guān)電源；電路
隨著我國(guó)經(jīng)濟(jì)的不斷增長(zhǎng)，大力推動(dòng)了科學(xué)技術(shù)的改革和創(chuàng)新，而電力電子技術(shù)也隨之飛速發(fā)展。二十一世紀(jì)，是一個(gè)新的時(shí)代，其更加電子化。社會(huì)的發(fā)展和人們的生活越來(lái)越離不開(kāi)電子技術(shù)，無(wú)論在工作、學(xué)習(xí)還是娛樂(lè)中，電子系統(tǒng)被廣泛應(yīng)用，與人們的生活密切相關(guān)，不可分割。人們所使用的任何電子設(shè)備都需要有可靠的開(kāi)關(guān)電源來(lái)支持，因而，對(duì)開(kāi)關(guān)電源的研究十分有必要。開(kāi)關(guān)電源的發(fā)展在上世紀(jì)八十年代中有所成效，于計(jì)算機(jī)電源中全面實(shí)現(xiàn)，在上世紀(jì)九十年代中蓬勃發(fā)展，幾乎所有的電子電器設(shè)備、通信設(shè)備或是控制檢測(cè)設(shè)備，都采用了開(kāi)關(guān)電源。開(kāi)關(guān)電源是現(xiàn)代電力電子技術(shù)的體現(xiàn)，其能利用此技術(shù)來(lái)有效地控制開(kāi)通時(shí)間和關(guān)閉時(shí)間的比例。能保證電壓的穩(wěn)定輸出，是一種低功耗的電流模式。
1.開(kāi)關(guān)電源控制的相關(guān)理論
開(kāi)關(guān)電源是由變壓器和PWM控制器、功率開(kāi)關(guān)管和反饋電路組成的。其在不斷地發(fā)展過(guò)程中，已有所成就和突破，優(yōu)于線性電源。現(xiàn)階段的開(kāi)關(guān)電源所輸出的電壓具有高精度，其在開(kāi)通和關(guān)閉之間的轉(zhuǎn)換更為靈活，效率更高，其性能穩(wěn)定、安全可靠。開(kāi)關(guān)電源最大的優(yōu)點(diǎn)在于其無(wú)需大體積的變壓器，變壓器在開(kāi)關(guān)電源的工作中只需要50KHz至1MHz之間的高頻，不再是過(guò)去的低頻工作狀態(tài)。變壓器體積的縮小，減輕了電子系統(tǒng)的重量，體現(xiàn)了電源電路的小型化發(fā)展。在這個(gè)提倡環(huán)境保護(hù)，無(wú)污染綠色產(chǎn)品的新時(shí)期下，開(kāi)關(guān)電源的發(fā)展，不僅要朝著集成化方向發(fā)展，更需要實(shí)現(xiàn)綠色化，以減少電源對(duì)環(huán)境造成的污染。
開(kāi)關(guān)電源主要分為DC/DC變換和AC/DC變換，其中DC/DC變換器的生產(chǎn)技術(shù)已十分成熟，具有規(guī)范性，已經(jīng)逐步實(shí)現(xiàn)模塊化，被廣大用戶所接受，而AC/DC變換器在模塊化上還有所欠缺，其在生產(chǎn)技術(shù)上較為復(fù)雜。
在電子設(shè)備中，電源是其不可或缺的重要部分。電源性能的穩(wěn)定性對(duì)電子設(shè)備使用的安全性具有巨大的影響。而開(kāi)關(guān)電源則能有效地節(jié)約電能，穩(wěn)定電壓，是電源發(fā)展的新趨勢(shì)。
開(kāi)關(guān)電源的控制方式主要有三種，分別是脈寬調(diào)制方式、脈沖頻率調(diào)制方式和混合調(diào)制方式。脈寬調(diào)制方式能長(zhǎng)期保持一種開(kāi)關(guān)頻率，利用調(diào)節(jié)脈沖的寬度，來(lái)改變其所占空間的比例。一般而言，集成開(kāi)關(guān)電源大部分都是采用的脈寬調(diào)制方式；脈沖頻率調(diào)制方式，是保持一定的脈沖寬度，利用對(duì)開(kāi)關(guān)頻率的轉(zhuǎn)變，來(lái)改變其所占空間比例；混合調(diào)制方式，是將脈寬調(diào)制方式和脈沖頻率調(diào)制方式的結(jié)合體，既不固定開(kāi)關(guān)頻率，也不固定脈沖寬度，其對(duì)占空比的調(diào)節(jié)最為寬泛。這種控制方式通常運(yùn)用于試驗(yàn)室中。
2.低功耗電流模式的電路
2.1低功耗電流模式的電路工作原理
低功耗電流模式的電路在加電時(shí)，其外部的金屬氧化物半導(dǎo)體場(chǎng)效應(yīng)管處于關(guān)閉狀態(tài)，只有HV端有直流電壓流過(guò)，變壓器是無(wú)電流的。在這種時(shí)候，芯片內(nèi)部的高壓電流，會(huì)利用Vcc端為電容供電，并且內(nèi)部電路將會(huì)啟動(dòng)，開(kāi)始工作。在Vcc端的電壓不小于或是等于9.8V的時(shí)候，會(huì)促使振蕩器進(jìn)行工作，以傳輸矩形波；在Vcc端的電壓超過(guò)11.4V的時(shí)候，電流源則會(huì)關(guān)閉。隨著電路工作的順利開(kāi)展，在脈沖寬度調(diào)制信號(hào)的控制下，橫向擴(kuò)散金屬氧化物半導(dǎo)體管將會(huì)開(kāi)啟或是關(guān)閉，使得電流流過(guò)變壓器的線圈，光耦隨之工作。光耦傳遞于FB端的電流會(huì)隨著外部功率需求的減小而減小，其是以電壓的形式輸送于內(nèi)部比較器中的反向斷，當(dāng)比較器在輸送高電平時(shí)，使得觸發(fā)器復(fù)位，則會(huì)導(dǎo)致功率開(kāi)關(guān)管的關(guān)閉，以減少輸出的電能，實(shí)現(xiàn)低功耗。
2.2低功耗電流模式的內(nèi)部電路模塊
低功耗電流模式的內(nèi)部電路主要包含了基準(zhǔn)源電路、振蕩器電路、電壓調(diào)節(jié)器電路和過(guò)溫保護(hù)電路等。其內(nèi)部電路的結(jié)構(gòu)較為復(fù)雜。在內(nèi)部電路中，基準(zhǔn)源電路具有十分重要的地位，其是整個(gè)電源的參考標(biāo)準(zhǔn)，因而，基準(zhǔn)源電路必須具有高度的穩(wěn)定性。最為理想的基準(zhǔn)源電路不會(huì)被電源和溫度所影響，能為電路提供更為穩(wěn)定的電壓。在當(dāng)下，能隙基準(zhǔn)電壓被廣泛使用，其具有低功耗、穩(wěn)定性好的特點(diǎn)；振蕩器則會(huì)在工作中，輸送出帶有頻率的震蕩波形，尤其是鋸齒波形；電壓調(diào)節(jié)器有利于保證用電設(shè)備的恒定電壓。在內(nèi)部電壓中，能隙基準(zhǔn)電壓源和芯片內(nèi)部模擬電路所產(chǎn)生的電壓不盡相同，基準(zhǔn)電壓源通常只可提供一個(gè)穩(wěn)定電平，無(wú)法滿足電子系統(tǒng)對(duì)大功率的需求。對(duì)此，就需要使用電壓調(diào)節(jié)器來(lái)實(shí)現(xiàn)電平間的轉(zhuǎn)換，使其具備驅(qū)動(dòng)能力；過(guò)溫保護(hù)電路，則是為了防止電子系統(tǒng)因電路過(guò)熱而受到損害。若電路工作的溫度達(dá)到所設(shè)置的標(biāo)準(zhǔn)溫度時(shí)，過(guò)溫保護(hù)電路則會(huì)關(guān)閉所有電路，直至電路溫度下降于標(biāo)準(zhǔn)范圍內(nèi)。此后，電路便會(huì)重新工作。
3.低功耗電流模式開(kāi)關(guān)電源電路的主要子模塊
3.1基準(zhǔn)電壓源的設(shè)計(jì)
隨著時(shí)間的推移，基準(zhǔn)電壓源的設(shè)計(jì)已有所成效，尤其是能隙基準(zhǔn)電壓源的產(chǎn)生，解決了許多問(wèn)題，符合現(xiàn)代電子技術(shù)的要求。能隙基準(zhǔn)電壓源突破了傳統(tǒng)的溫度一階補(bǔ)償，提出一種現(xiàn)代化的溫度系數(shù)高階補(bǔ)償，以保障其溫度的穩(wěn)定性。在研究基準(zhǔn)電壓源的溫度特性時(shí)，我們可充分利用微電子技術(shù)，對(duì)其溫度進(jìn)行詳細(xì)分析，通常將仿真的溫度范圍制定于零下四是攝氏度至100攝氏度。據(jù)實(shí)驗(yàn)證明，在這個(gè)溫度范圍內(nèi)，能隙基準(zhǔn)電壓源可維持長(zhǎng)期的穩(wěn)定性，符合基準(zhǔn)源電壓的設(shè)計(jì)要求。
3.2振蕩器電路的設(shè)計(jì)
振蕩器是一種輸送出帶有頻率的信號(hào)的電路，主要分為非調(diào)諧振蕩器和調(diào)諧振蕩器。其中非調(diào)諧振蕩器所輸送出的是三角波和方形波，而調(diào)諧振蕩器所輸送出的是正弦波。我們可以利用HSPICE來(lái)仿真振蕩器的電路，以繪制出其仿真波形圖。經(jīng)實(shí)驗(yàn)可發(fā)現(xiàn)，振蕩器的電壓十分穩(wěn)定，能夠滿足設(shè)計(jì)的要求。
3.3電壓調(diào)節(jié)器電路設(shè)計(jì)
在對(duì)電壓調(diào)節(jié)器的電路進(jìn)行設(shè)計(jì)時(shí)，可采用普通兩級(jí)運(yùn)放的結(jié)構(gòu)。在電路的輸入部分可采用差分形式，以提高整個(gè)電路的工作效益，盡可能減少電路工作中所產(chǎn)生的噪音；在第二級(jí)中，則可應(yīng)用反相器結(jié)構(gòu)，由其來(lái)繼續(xù)差分輸入級(jí)未完成的轉(zhuǎn)換任務(wù)。除此之外，在設(shè)計(jì)過(guò)程中，還要采用合理的補(bǔ)償方式，以保障電路的穩(wěn)定性。目前，最為先進(jìn)的補(bǔ)償方法便是Milloer補(bǔ)償技術(shù)，其能實(shí)現(xiàn)運(yùn)放頻率特性的有效轉(zhuǎn)變。
4.結(jié)束語(yǔ)
隨著時(shí)代的進(jìn)步，科學(xué)技術(shù)的日新月異，開(kāi)關(guān)電源的發(fā)展也蒸蒸日上，市場(chǎng)對(duì)開(kāi)關(guān)電源的發(fā)展提出了新的要求。為提高市場(chǎng)競(jìng)爭(zhēng)力，迎接高難度的挑戰(zhàn)，開(kāi)關(guān)電源必須尋找出新的發(fā)展方向，以滿足社會(huì)各領(lǐng)域?qū)﹂_(kāi)關(guān)電源的需求。開(kāi)關(guān)電源需要具備高頻、低功耗的特點(diǎn)，要具有高度的可靠性，符合環(huán)保要求，實(shí)現(xiàn)開(kāi)關(guān)電源的綠色化。便捷式的電子設(shè)備逐漸增對(duì)，其需要更為高效的職能電源控制芯片來(lái)有效地控制開(kāi)關(guān)電源，以實(shí)現(xiàn)電源管理芯片的智能化。因此，對(duì)于低功耗電流模式開(kāi)關(guān)電源電路的探討，已成為我國(guó)電力電子技術(shù)發(fā)展中的重要研究課題。 [科]
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開(kāi)關(guān)電源的設(shè)計(jì)與仿真范文5
【關(guān)鍵字】 DC-DC變換器 LM5117 CSD18532KCS MOS場(chǎng)效應(yīng)管
一、系統(tǒng)方案論證
開(kāi)關(guān)電源方案采用LM5117用于高側(cè)MOSFET的CSD18563以及用于低側(cè)MOSFET的CSD18532 （X2）。該方案適用于高電壓或各種輸入電源的降壓型穩(wěn)壓器應(yīng)用。其控制方法采用仿真電流斜坡的電流模式控制。電流模式控制具有固有的輸入電壓前饋、逐周期電流限制和簡(jiǎn)化環(huán)路補(bǔ)償?shù)墓δ堋Ｊ褂梅抡婵刂菩逼驴山档兔}寬調(diào)制電路對(duì)噪聲的敏感度，有助于實(shí)現(xiàn)高輸入電壓應(yīng)用所必需的極小占空比的可靠控制，同時(shí)不會(huì)影響輸出紋波。
電流恒定控制采用場(chǎng)效應(yīng)管CSD18532KCS構(gòu)成壓控恒流源，再由LM5117芯片控制DC-DC實(shí)現(xiàn)降壓變換。該方案可以實(shí)現(xiàn)電壓線控制電源，增加了執(zhí)行效率提高恒流效果。擁有超低的QG、QGD、雪崩額定值和邏輯電平等優(yōu)點(diǎn)，并且不會(huì)影響輸出紋波，輸出電流波動(dòng)較小。本文的過(guò)流保護(hù)如圖1所示，調(diào)整下MOS管Q2的源極電阻R14使輸出電流≥3.1A時(shí)，電路進(jìn)入打嗝模式，啟動(dòng)限流保護(hù)。
二、電路設(shè)計(jì)
LM5117包含一個(gè)雙電平UVLO（欠壓鎖定）電路。當(dāng)UVLO低于0.4V時(shí)，LM5117處于關(guān)斷模式。關(guān)斷比較器可提供100 MV的遲滯，以避免轉(zhuǎn)換過(guò)程中的跳動(dòng)（CHATTER）。當(dāng)UVLO引腳的電壓高于0.4V，但低于1.25V時(shí)，控制器處于待機(jī)模式。在待機(jī)狀態(tài)下，VCC偏置穩(wěn)壓器被激活，而 HO和LO驅(qū)動(dòng)器被禁用，SS引腳保持低電平。此功能允許通過(guò)一個(gè)集電極開(kāi)路或漏極開(kāi)路器件將 UVLO引腳拉至低于0.4V，以實(shí)現(xiàn)遠(yuǎn)程關(guān)斷功能。當(dāng)VCC引腳超過(guò)其欠壓鎖定閾值，且UVLO引腳電壓高于1.25V時(shí)，HO和LO驅(qū)動(dòng)器被啟用，并開(kāi)始正常運(yùn)行。
此處直接選取13.5V電壓能正常開(kāi)機(jī)即可，根據(jù)UVLO=1.25V，這里選取電阻RUV2為91K，RUV1=10K，使得U=1.25*（91K+10K）/10K，即UIN>12.6V，此電路即可工作。
在MOS管導(dǎo)通的時(shí)間里，電感L會(huì)將通過(guò)的電流轉(zhuǎn)換為磁能，把能量貯存起來(lái)。電容C將通過(guò)電感L的那部分電流轉(zhuǎn)化為電荷貯存起來(lái)。在MOS管截止的時(shí)間里，電感L會(huì)產(chǎn)生反向電動(dòng)勢(shì)，將其輸送給負(fù)載R并與續(xù)流二極管D組成回路，同時(shí)電容C將電荷轉(zhuǎn)換成電流向負(fù)載供電。
三、系統(tǒng)測(cè)試
為了減少誤差，測(cè)試方案采用，多次重復(fù)測(cè)試的方法進(jìn)行。測(cè)量電路點(diǎn)如圖2所示（3、4、5、6、7為測(cè)量點(diǎn)）：
額定輸入電壓下，產(chǎn)品主要做了以下5組測(cè)試，測(cè)試結(jié)果如表1所示：
由表1可知：
①|(zhì)？UO|在0.01～0.03V之間，符合|？UO|=|5V-UO| ≤100MV的設(shè)計(jì)要求；
②IOMAX在3.00～3.01之間，符合額定輸入電壓下，最大輸出電流：IO≥3A的設(shè)計(jì)要求；
③輸出噪聲紋波電壓峰峰值UOPP在32MV～40 MV之間。符合UOPP≤50MV（UIN=16V，IO=IOMAX）的設(shè)計(jì)要求；
參 考 文 獻(xiàn)
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開(kāi)關(guān)電源的設(shè)計(jì)與仿真范文6
【關(guān)鍵詞】雙管反激變換器 SABER仿真
1 前言
世界對(duì)能源、環(huán)保問(wèn)題的重視，人們對(duì)綠色能源的期望越來(lái)越高，從而促進(jìn)了可再生能源，尤其是太陽(yáng)能及風(fēng)能的開(kāi)發(fā)利用。在太陽(yáng)能光伏發(fā)電系統(tǒng)中，光伏電池的特性隨照射光的強(qiáng)度變化幅度比較大，所以系統(tǒng)逆變器的控制電源應(yīng)具備大范圍直流電壓變化情況下的穩(wěn)定工作能力，即應(yīng)該有一個(gè)相當(dāng)寬的工作電壓范圍，這樣在太陽(yáng)光線很弱的情況下仍能保證逆變器控制系統(tǒng)的正常工作。
2 線性穩(wěn)壓電源和開(kāi)關(guān)穩(wěn)壓電源是現(xiàn)有的電源兩種主要類型概述
開(kāi)關(guān)電源是一種新型、高效的直流電源，因具有體積小、重量輕、效率高、發(fā)熱量低、性能穩(wěn)定等優(yōu)點(diǎn)而逐漸取代了傳統(tǒng)的線性穩(wěn)壓電源。在本課題中多路輸出開(kāi)關(guān)電源需要在一個(gè)相當(dāng)寬的工作電壓范圍內(nèi)穩(wěn)定輸出，要保證開(kāi)關(guān)電源能夠在這么寬的輸入電壓范圍內(nèi)正常工作，如果用常規(guī)方法設(shè)計(jì)，首先要保證在最低電壓時(shí)主功率管工作在最大的占空比，當(dāng)電壓上升到最高電壓時(shí)，主功率管的占空比很小了，這樣肯定會(huì)丟脈沖，系統(tǒng)會(huì)工作不穩(wěn)定。為此本課題針對(duì)寬輸入多路輸出的關(guān)鍵問(wèn)題講進(jìn)行研究。
隔離型DC-DC 變換器包括反激、正激、推挽、半橋以及全橋等。這類變壓器適用于升降壓范圍寬，輸入輸出間需要電氣隔離的場(chǎng)合。下面將結(jié)合電路要求，簡(jiǎn)要介紹這幾種變換器的優(yōu)缺點(diǎn)。
2.1 單端反激變換器
單端反激電路結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單，成本低，易于多路輸出。反激變換器相當(dāng)于隔離的Buck-Boost變換器，其中隔離變壓器是個(gè)多繞組耦合電感，具有儲(chǔ)能、變壓和隔離的作用。變壓器儲(chǔ)能限制了變換器的輸出功率，因此只適合于小功率應(yīng)用場(chǎng)合。且變壓器單向激磁，利用率低。
2.2 單端正激變換器
電路形式與反激式變換器相似，只是變壓器的接法和作用不同。優(yōu)點(diǎn)同樣是是電路結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單。但其變壓器鐵芯磁復(fù)位必須采取磁復(fù)位電路來(lái)實(shí)現(xiàn)，除有源箝位等少數(shù)幾種磁復(fù)位方式外，其它多種復(fù)位方式拓?fù)湟话愦嬖谝韵氯毕荩鹤儔浩麒F芯單向磁化，利用率低，主功率管的占空比一般都不超過(guò)0.5，主功率管承受兩倍左右的輸入電壓。
2.3 半橋變換器
鐵芯雙向磁化，利用率高。變壓器鐵芯不存在直流偏磁現(xiàn)象，功率管承受電源電壓，流過(guò)兩倍的輸入電流，適合高壓中功率場(chǎng)合。
2.4 雙管反激小功率輔助電源
對(duì)于小功率應(yīng)用場(chǎng)合，通常采用正激變換器和反激變換器這兩種變換器。輸入電壓不高的場(chǎng)合，通常采取單端反激的設(shè)計(jì)方法，但在較高輸入電壓場(chǎng)合單端反激電路不適用，由于輸入電壓的變化范圍、反激電壓、輸出輕載狀況，單端反激變換器主開(kāi)關(guān)電壓應(yīng)力較大。反激變換器中變壓器磁芯處于直流偏磁狀態(tài)，為防磁飽和要加入氣隙，因此漏感較大。當(dāng)功率管關(guān)斷時(shí)，會(huì)產(chǎn)生很大的關(guān)斷電壓尖峰，從而進(jìn)一步增加了主開(kāi)關(guān)管的電壓應(yīng)力，使EMI更為嚴(yán)重，有可能損壞功率管。因此本文采用雙管反激的思路，將單管用兩只開(kāi)關(guān)管替代，同時(shí)導(dǎo)通、關(guān)斷，并采用箝位二極管把開(kāi)關(guān)管在反激過(guò)程中承受的峰值電壓箝制在輸入電源電壓。由此雙管反激電路每個(gè)開(kāi)關(guān)管上的電壓應(yīng)力大大降低了，開(kāi)關(guān)管的選擇范圍也更大，同時(shí)也具備了單端反激電路的優(yōu)點(diǎn)。
雙管反激變換器的SABER仿真，仿真原理圖如圖1所示。
測(cè)試條件：
輸入電壓：200～600VDC
輸出電壓：+15v/0.33A（Rload =45）
C15V/0.2A（Rload =75）
24v/0.5A（Rload =48）
輸出功率：20W
開(kāi)關(guān)頻率：100KHz
仿真分別按200V、400V、600V三種輸入電壓情況進(jìn)行；每一種輸入電壓按滿載、1/2負(fù)載、1/3負(fù)載三種負(fù)載情況進(jìn)行仿真。電路變壓器始終工作在斷續(xù)模式下，波形相似，如圖2是輸入電壓400V下的滿載情況的仿真波形。
由仿真波形可見(jiàn)：
（1）輸入由200V～600V變化時(shí)輸出電壓穩(wěn)定，輸出電壓紋波小。由于輸入升高時(shí)反饋電壓上升，其與UC3844內(nèi)部提供2.5V參考電壓經(jīng)誤差放大器比較得到的差值增大，門限電壓升高，電流經(jīng)采樣電阻轉(zhuǎn)換得到的電壓與門限電壓比較得到的占空比D減小，從而控制開(kāi)關(guān)管的導(dǎo)通時(shí)間，穩(wěn)定輸出。
（2）負(fù)載變化時(shí)變壓器始終工作在DCM模式，負(fù)載減輕時(shí)，紋波減小，輸出電壓上升。由于負(fù)載電流減小，采樣得到的電流減小，采樣電阻上的電壓降低，占空比D減小，從而控制輸出基本穩(wěn)定。
（3）開(kāi)關(guān)管導(dǎo)通時(shí)，原邊電流線性增長(zhǎng)，副邊無(wú)電流。此時(shí)副邊整流管關(guān)斷，電源向原邊傳遞能量，原邊充當(dāng)電感儲(chǔ)能，輸出濾波電容向負(fù)載放電。
實(shí)驗(yàn)時(shí)采用一萬(wàn)用表串聯(lián)在輸入端，另一萬(wàn)用表并聯(lián)在輸入端，分別測(cè)量輸入電流和輸入電壓；輸出端采用電子負(fù)載，CCL模式，直接給電路提供負(fù)載。
根據(jù)實(shí)驗(yàn)數(shù)據(jù)作出輸入電壓變化時(shí)開(kāi)關(guān)電源的效率曲線，效率隨著輸出功率的增加而增大，隨著輸入電壓的增加而增加，由于實(shí)驗(yàn)室直流電源最高供電略高于350V，而設(shè)計(jì)及制作時(shí)按輸入電壓200-600V的技術(shù)指標(biāo)進(jìn)行，開(kāi)關(guān)管及續(xù)流、整流管的耐壓較350V輸入來(lái)說(shuō)均偏高，故可以推測(cè)電路仍未達(dá)到最高效率。對(duì)閉環(huán)電路進(jìn)行了SABER仿真，運(yùn)用Protel繪制了電路原理圖和PCB，制作并調(diào)試成功了實(shí)驗(yàn)樣機(jī)，給出了實(shí)驗(yàn)結(jié)果，驗(yàn)證了理論分析的正確。
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